Kỹ thuật điều chế sóng mang để điều khiển biến tần 5 bậc cascade với nguồn điện một chiều không cân bằng

Nội dung text: Kỹ thuật điều chế sóng mang để điều khiển biến tần 5 bậc cascade với nguồn điện một chiều không cân bằng

1. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 Kỹ thuật điều chế sóng mang để điều khiển biến tần 5 bậc cascade với nguồn điện một chiều không cân bằng Carrier pulse width modulation to control of 5-level cascade inverter with the unbalanced direct current voltages Phạm Ngọc Hiệp Trường Đại học Bà Rịa - Vũng Tàu Email của tác giả liên hệ: [hieppn@bvu.edu.vn] THÔNG TIN TÓM TẮT Ngày nhận: 06/08/2021 Biến tần đa bậc được ứng dụng rộng rãi trong thực tế. Một mô Ngày nhận lại: 20/08/2021 Duyệt đăng: 19/08/2021 hình biến tần đa bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng được trình bày dưới dạng ghép nối tiếp hai bộ biến tần Từ khóa: hai bậc. Kỹ thuật điều chế sóng mang được sử dụng các tín Kỹ thuật sóng mang, chỉ số hiệu từ bộ điều chế độ rộng xung. Bài báo này sẽ giới thiệu về sóng hài THD, biến tần lai kỹ thuật điều chế sóng mang để điều khiển điện áp ngõ ra của Cascade, nguồn DC không biến tần 5 bậc cascade và cải thiện chất lượng điện áp ngõ ra cân bằng. bằng cách giảm chỉ số sóng hài. Ngoài ra, bài báo còn xây dựng mô hình toán học và được mô hình hóa mô phỏng trên phần mềm matlab simulink cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. ABSTRACT Keywords: Cascade multilevel inverters are known as perspective converters for applications. A model of cascade inverter with Carrier PWM, Harmonic THD, unbalanced direct current voltages will be presented as series cascade multilevel inverters, unbalanced DC voltages connected two-leg with two-level inverters. The carrier modulation technique uses signals from a pulse width modulator. The paper introduces a new carrier technique to control the 5-level cascade inverter voltages output and improving electrical power quality by reducing harmonic. Bisides, the paper will be construct a mathematically formulated and simulated will be simulated by matlab simulink software for 5-level cascade inverter with unbalanced direct current voltages. 1. Giới thiệu Theo nghiên cứu, có ba loại biến tần đa bậc như biến tần đa bậc dạng diode kẹp, tụ kẹp và Cascade (Nguyen.V.N, Hong-Hee Lee, (2006). Biến tần đa bậc dạng diode kẹp và tụ kẹp thì thuận lợi với mô hình đơn giản. Tuy nhiên, việc kết nối các tụ kẹp về một phía tăng liên tục, làm cho điện áp tải không cân bằng, dao động. Hiệu suất của biến tần giảm nếu tăng dao động điện áp trên các linh kiện điện tử công suất, tạo ra sự mất cân bằng điện áp tải và dòng điện tải. Khác với hai biến tần đa bậc trên, biến tần đa bậc cascade không ảnh hưởng mất cân bằng nguồn một chiều. Nó được cung cấp từ các nguồn một chiều riêng lẻ không ảnh hưởng lẫn nhau. Ngoài ra, biến tần đa bậc cascade còn tăng số bậc điện áp nếu tăng giá trị nguồn 113
2. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 một chiều mà không cần tăng số linh kiện điện tử công suất, hiệu suất của biến tần được cải thiện đáng kể và tỉ lệ sóng hài giảm. Kỹ thuật điều chế độ rộng xung được nghiên cứu để điều khiển biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng nhằm: - Tối ưu hóa số lần đóng ngắt các linh kiện điện tử công suất cho sự chuyển mạch giữa hai trạng thái gần nhau. - Sự chuyển mạch giữa hai trạng thái gần nhau làm cho điện áp ngõ ra tăng đều và giảm đều. - Để giảm tỉ lệ sóng hài và tiệt tiêu điện áp common mode thì phạm vi điều chế độ rộng xung là tuyến tính. Bài báo này sẽ nghiên cứu kỹ thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với điện áp một chiều không cân bằng và ứng dụng phần mềm matlab simulink để xây dựng mô hình mô phỏng về số bậc, dòng điện tải ba pha, điện áp tải ba pha và tỉ lệ sóng hài (%). 2. Phân tích giải thuật sóng mang điều khiển biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. 2.1. Mô tả giải thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. Nguyên lý giải thuật điều chế độ rộng xung cho bộ nghịch lưu 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng được mô tả như sau. Ref. phase to pole voltages Ref. Modulating V Signals xref VHx() VVxrefL x () x x V vxref vxref VV12; Lx() VVH( xL )( x ) DC L()x L()xx  Voltages Comparator and Selector v vkv (1) PD Multi carrier waveforms ck ckc 0 kn 1,2, ( 1) vc0 Hình 1. Sơ đồ giải thuật điều chế sóng mang. Từ sơ đồ như hình 1, với sóng mang tiêu chuẩn có biên độ là 1 đơn vị theo công thức sau: vkvckc (1); 0 kn 1,2, (1). (1) Điện áp tham chiếu Vxref gồm hai thành phần điện áp một chiều là VL(x) và VH(x) theo phương trình: VVVVxrefL xxH xL( )( x )( ) () (2) Trong đó: x ()/()VVVV xref Lx()()() Hx Lx ; 01 x (3) Từ (2) và (3), suy ra điện áp tham chiếu Vxref có phương trình: 114
3. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 vLxref () x x vLL()() x x (4) vLH()() x x 1 Hình 2. Sơ đồ giải thuật điện áp Vxref. Điện áp Vxref so sánh với sóng mang tiêu chuẩn và phân chia thành các tín hiệu điều chế ξjx. Cụ thể cho một pha gồm: ξ11, ξ21, ξ31, ξ41) như hình 3. Hình 3. Sơ đồ tạo tín hiệu điều chế một pha cho biến tần 5 bậc cascade. 2.2. Phân tích nguyên lý hoạt động của H-bridge. Trong phân tích này, tất cả sóng mang tiêu chuẩn có biên độ là 1 đơn vị, ngoại trừ sóng mang vcHx()cho bởi phương trình: vcH( x ) L ( x ) q H v c 0 (5) Từ phương trình (5), hệ thống tín hiệu sóng mang được mô tả như sau: 115
4. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 kvkhiKH 1 cx0() vLqvkhiKHckxxHxcx()()()0() (6) kqvkhiKH 2 Hxcx()0() Suy ra tín hiệu điều chế độ rộng xung theo phương trình sau: vLvxrefxxL () vLLxx()() (7) vLqHxxHx()()() vVVqqqxLxrefdcxxLx /() 1()2()() Vì có các dạng sóng mang khác nhau cho ba pha, nên việc xác định tín hiệu điều chế sóng mang càng trở nên phức tạp. Mối quan hệ tương tự giữa các tín hiệu điều chế cũng như mức điện áp và tỷ lệ thời gian chuyển đổi có thể được xác định cho mỗi pha (hình 2) theo phương trình sau: Ton VVvvxrefLxxrefLx ()() x (8) TVVvvSHxLxHxLx()()()() 2.3. Phân tích giải thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. Điện áp pha của biến tần Vx0 được phân tích thành tổng của bốn mức điện áp thành phần và được mô tả theo sơ đồ như sau: V11  .V 1 11 d 1 V21 21.Vd V V10 V10 31 31.Vd 0 0 V  .V 41 41 d Từ sơ đồ trên, điện áp một pha Vx0 của biến tần 5 bậc cascade theo phương trình: Vx0 = V1x - V2x +V3x -V4x (9) st nd Trong đó: V1x, V2x là điện áp từ 1 H-bridge và V3x, V4x là điện áp từ 2 H-bridge. Quan hệ giữa điện áp Vx0 và tín hiệu điều chế có giá trị là x1.V . Khi đó phương trình (9) Vx0 được viết lại như sau: Vx0 = V(ξ1x - ξ2x + ξ3x - ξ4x) (10) Phương trình (10) biểu diễn mối quan hệ giữa điện áp ngõ ra của biến tần và tín hiệu điều chế ξx. Tổng điện áp Vx0 của biến tần gồm 5 bậc như sau: -2V, -V, 0, V và 2V. Nếu điện áp ngõ Vx0= -2V thì Vx0 gồm các thành phần sau: Vx0 = [V1x,V2x,V3x,V4x] = [0,V,0,V] = 0-V+0-V = -2V Và trạng thái của các tín hiệu điều chế được viết: [ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x] = [0,1,0,1]. 116
5. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 Nhận thấy, điện áp Vx0 của biến tần có hai mức là -2V và +2V tương ứng với một trạng thái chuyển mạch. Tuy nhiên, các mức khác của điện áp Vx0 như: -V, 0, V được suy ra từ việc kết hợp nhiều trạng thái chuyển mạch khác nhau. Ví dụ, điện áp Vx0 = -V tương ứng từ 4 kết hợp chuyển mạch là: [ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x] = [0,1,0,0]. [ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x] = [0,1,1,1]. [ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x] = [0,0,0,1]. [ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x] = [1,1,0,1]. Một trạng thái chuyển mạch thích hợp được chọn sao cho quá trình đóng ngắt định kỳ của các linh kiện điện tử công suất là đồng đều và số lần đóng ngắt là tối thiểu. Việc xác định các tín hiệu điều chế ξ1x, ξ2x, ξ3x, ξ4x khi biết điện áp pha của biến tần Vx0 có giá trị nằm trong hai mức gần nhất được thực hiện như sau: - Xác định hai mức điện áp gần nhất của Vx0 tương ứng với trạng thái chuyển mạch của điện áp thành phần (V1x, V2x, V3x, V4x). - Xác định tín hiệu điều chế cho việc đóng ngắt các linh kiện điện tử công suất. Cụ thể như sau: cho mức điện áp pha Vx0 có giá trị là: -2V<Vx0<-V. - Chọn hai mức điện áp thành phần là: [0,V,0,V] và [0,V,V,V]. - Chọn tín hiệu điều chế: ξ1x=0, ξ2x=1; ξ3x= ξx và ξ4x=1. Do vậy: Vx0 = 0 - V + ξx.V - V Suy ra: ξx = (Vx0 + 2V) / V. Quan hệ các tín hiệu điều chế ξx tương ứng với phạm vi điện áp pha Vx0 khác nhau của biến tần 5 bậc Cascade với nguồn một chiều không cân bằng được mô tả như bảng 1. Bảng 1. Mô tả quan hệ điện áp ngõ ra Vx0 và tín hiệu điều chế ξx. Vx0 [Vx11,Vx21,Vx31,Vx41] ξx11 ξx21 ξx31 ξx41 Vx0 = -2V [0,V,0,V] 0 1 0 1 [0,V,0,X] 0 1 0 ξx -2V<Vx0<-V [0,V,X,V] 0 1 ξx 1 [0,X,0,V] 0 ξx 0 1 [X,V,0,V] ξx 1 0 1 [0,V,0,0] 0 1 0 0 Vx0 = -V [0,V,V,V] 0 1 1 1 [0,0,0,V] 0 0 0 1 [V,V,0,V] 1 1 0 1 [0,X,0,0] 0 ξx 0 0 -V<Vx0<0 [X,V,V,V] ξx 1 1 1 [0,Vd,X,0] 0 1 ξx 0 [0,0,0,0] 0 0 0 0 [V,V,0,0] 1 1 0 0 Vj0 = 0 [0,0,V,V] 0 0 1 1 [V,V,V,V] 1 1 1 1 [0,V,V,0] 0 1 1 0 [V,0,0,V] 1 0 0 1 117
6. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 Vx0 [Vx11,Vx21,Vx31,Vx41] ξx11 ξx21 ξx31 ξx41 0<Vx0<V [X,0,0,0] ξx 0 0 0 [0,X,V,0] 0 ξx 1 0 [V,V,V,X] 1 1 1 ξx [V,0,0,0] 1 0 0 0 Vx0 = V [V,0,V,V] 1 0 1 1 [0,0,V,0] 0 0 1 0 [V,V,V,0] 1 1 1 0 [V,0,X,0] 1 0 ξx 0 V <Vx0 <2V [V,0,V,X] 1 0 1 ξx [X,0,V,0] ξx 0 1 0 [V,X,V,0] 1 ξx 1 0 Vx0 = 2V [V,0,V,0] 1 0 1 0 Trong phương pháp điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc Cascade với nguồn một chiều không cân bằng, cần phải tối ưu hóa quá trình đóng ngắt của linh kiện điện tử công suất giữa hai mức điện áp nhằm giảm tỉ lệ sóng hài. Ứng dụng matlab simulink để mô phỏng giải thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng như hình 4. Hình 4. Mô hình biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. 3. Kết quả nghiên cứu Trong khoảng thời gian từ 0s đến 0,02s, giá trị điện áp nguồn một chiều không cân bằng được nạp đầy như hình 5: 118
7. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 Hình 5. Sơ đồ điện áp nguồn một chiều không cân bằng cấp cho biến tần 5 bậc cascade. Sau 0,02s điện áp này sẽ cung cấp nguồn một chiều cho biến tần 5 bậc Cascade. Đây là trạng thái xác lập của nguồn một chiều không cân bằng. Kết quả mô phỏng về dòng tải ba pha, điện áp pha Vx0, điện áp tải ba pha và kết quả phân tích tỉ lệ sóng hài như sau: Hình 6. Sơ đồ dòng tải ba pha của biến tần 5 bậc cacade Hình 7. Sơ đồ điện áp pha Va0 Hình 8. Sơ đồ điện áp tải ba pha Vta 119
8. Phạm Ngọc Hiệp. Tạp chí Khoa học Trường Đại học Bà Rịa – Vũng Tàu. Số 01/09-2021 Hình 9. Sơ đồ kết quả tỉ lệ sóng hài của dòng tải ba pha là 0,65%. 4. Kết luận. Bài báo đưa ra một giải thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn điện áp một chiều không cân bằng, quá trình đóng ngắt của thiết bị điện tử công suất giữa hai mức điện áp là tối ưu nhằm giảm tỉ lệ sóng hài. Bài báo đã ứng dụng matlab simulink để xây dựng mô hình giải thuật điều chế độ rộng xung cho biến tần 5 bậc cascade với nguồn một chiều không cân bằng. Kết quả mô phỏng đáp ứng được yêu cầu bài toán về số bậc điện áp pha (5 bậc), dòng tải ba pha được cân bằng không méo dạng và chỉ số sóng hài thỏa yêu cầu kỹ thuật THD = 0,65%. Tài liệu tham khảo A. Bendre, G. Venkataramanan, V. Srinivasan, D. Rosene, (2006) “Modeling and design of a neutral point voltage regulator for a three-level diode-clamped inverter using multiple carrier modulation”, IEEE Transactions on Industrial Electronics (Volume: 53, Issue: 3, June 2006), 10.1109/TIE.2006.874424. D.G. Holmes, T.A.Lipo (2003) “Modern Pulse Width Modulation Techniques for Power Converter: Principles and practice”, Wiley - IEEE Press, Books, 9780471208143. H. Liu, Leon M.Tolbert, (2008) “Hybrid cascaded multilevel inverter with PWM control method” 2008 IEEE Power Electronics Specialists Conference, 10.1109/PESC.2008.4591918. Y.H.Lee, R.Y. Kim, D.S. Hyun, (2002) “A novel SVPWM strategy considering DC- link balancing for a multi-level voltage source inverter” APEC 99, Vol.1, pp.509 - 514. J.Rodríguez, J.S.Lai, and F.Z.Peng (2002) “Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls, and Applications”, IEEE Transactions on Industrial Electronics. Vol.49, No.4, August 2002, pp.724-739. Nguyen.V.N, Hong-Hee Lee, (2006) “Generalized Carrier PWM Algorithms For Multilevel Inverters With Unbalanced DC Voltages”, 2006 37th IEEE Power Electronics Specialists Conference, 10.1109/pesc.2006.1712007. 120