Mô hình hóa các bộ nguồn xung flyback trong pspice trên cơ sở mạng bốn cực hai cửa cách ly

Nội dung text: Mô hình hóa các bộ nguồn xung flyback trong pspice trên cơ sở mạng bốn cực hai cửa cách ly

1. Nghiên cứu khoa học công nghệ MÔ HÌNH HÓA CÁC BỘ NGUỒN XUNG FLYBACK TRONG PSPICE TRÊN CƠ SỞ MẠNG BỐN CỰC HAI CỬA CÁCH LY Nguyễn Thị Thu Thảo* Tóm tắt: Bài báo trình bày một phương pháp mô hình hóa các bộ nguồn xung Flyback dưới dạng mạch điện tuyến tính hóa tương đương, trong đó khâu xung được tuyến tính hóa bằng mạng bốn cực hai cửa cách ly. Dựa trên mô hình đã xây dựng, đặc tính động học cơ bản của đối tượng được khảo sát trong PSPICE, tạo cơ sở để tổng hợp bộ điều khiển cho bộ nguồn. Từ khóa: Mạng bốn cực; Bộ nguồn xung Flyback; PSPICE. 1. ĐẶT VẤN ĐỀ Hiện nay, các bộ nguồn xung kiểu Flyback được dùng ngày càng phổ biến. Việc nghiên cứu thiết kế và chế tạo chúng đang được nhiều tổ chức khoa học và doanh nghiệp về nguồn điện thứ cấp quan tâm. Cấu trúc chung của các bộ nguồn Flyback gồm hai khối chức năng: khối công suất (CS) và khối điều khiển (ĐK) [1, 2]. Các bộ nguồn này làm việc theo nguyên lý điều chế độ rộng xung PWM. Vì bộ nguồn Flyback là các hệ thống điều khiển phi tuyến, do đó, việc phân tích và tổng hợp chúng thường gặp không ít khó khăn. Mặc dù đều làm việc theo nguyên lý điều chế độ rộng xung, song các bộ nguồn Flyback khác hẳn các bộ nguồn xung phổ biến khác về cấu tạo. Sự khác biệt này làm cho việc ứng dụng trực tiếp các phương pháp mô hình hóa quen dùng gặp nhiều trở ngại, trong đó có việc mô hình hóa khâu xung. Trong các nghiên cứu [3, 4], các tác giả đều sử dụng phương pháp mạch điện tuyến tính tương đương để tuyến tính hóa khâu xung ở quanh điểm làm việc. Nghiên cứu [5] sử dụng mô hình phần tử chuyển mạch trung bình khi mô hình hóa chip điều khiển TOP258YN của TOPSwitch [6]. Trong quá trình nghiên cứu, tác giả nhận thấy rằng, các chuyển mạch của các bộ nguồn Flyback tuy không liên hệ tĩnh điện với nhau nhưng có các trạng thái không tách rời nhau, do quá trình làm việc dẫn đến; vì thế có thể mô tả chúng như những phần tử của một mạng bốn cực hai cửa, trong đó, hai cực cách ly liên hệ với nhau bằng biến áp. Với cách tiếp cận như vậy, bài báo trình bày việc xây dựng mạch điện tuyến tính hóa tương đương của bộ nguồn Flyback trên quan điểm thay thế khâu xung bằng một mạng bốn cực hai cửa cách ly và khảo sát động học của nó bằng phần mềm mô phỏng PSPICE. 2. CẤU TRÚC VẬT LÝ CỦA BỘ NGUỒN FLYBACK BA io uo uđ R1 Lp Ls C0 R0 utm KĐSL uv G R2 i1 i2 D A ucon d u1 M D u2 PWM urc S K CS ĐK Hình 1. Sơ đồ khối chức năng của bộ nguồn Flyback. Cấu trúc chung hay sơ đồ mạch điện nguyên lý đơn giản hóa của các bộ nguồn Flyback như hình 1 [1, 2], trong đó gồm hai khối chức năng: khối công suất CS và khối điều khiển ĐK. Khối CS còn được gọi là khối điều chế và được dùng để biến đổi điện áp nguồn vào một chiều uv Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 75, 10 - 2021 23
2. Kỹ thuật điều khiển & Điện tử thành điện áp ra một chiều u0 có giá trị tỷ lệ với độ rộng hay hệ số điền d của dãy xung cấp vào cực cửa G của transistor trường M. Khối ĐK liên tục điều chỉnh độ rộng xung thông qua tham số d để ổn định điện áp ra u0 với các tính chất động học mong muốn. Trên hình 1, điốt D và MOSFET M, sau đây được gọi là các chuyển mạch, cách ly tĩnh điện với nhau. Trong quá trình làm việc, các chuyển mạch của các bộ nguồn Flyback tuy không liên hệ tĩnh điện với nhau nhưng có các trạng thái không tách rời nhau. Vì thế có thể mô tả chúng như những phần tử của một mạng bốn cực hai cửa, trong đó, hai cực cách ly liên hệ với nhau bằng biến áp. Việc sắp xếp các phần tử của sơ đồ mạch điện nguyên lý như trong hình 1 cho thấy điều này. 3. XÂY DỰNG MẠNG BỐN CỰC HAI CỬA CÁCH LY 3.1. Mô hình hóa khâu xung bằng mạng bốn cực hai cửa cách ly Các bộ nguồn Flyback thường được thiết kế để làm việc ở chế độ dòng điện liên tục, trong đó, dòng điện tải io luôn khác không. Trong trường hợp này, điện áp và dòng điện, tương ứng với các trạng thái của các chuyển mạch có dạng được biểu diễn bằng các đồ thị trong hình 2. Để tiện trình bày, độ rộng xung tức thời d được thay bằng d1 và n là hệ số biến áp của máy biến áp BA. u1 uv + nuo i1 i1 0 u2 uv/n+uo 0 i2 i2 0 0 d1Ts d2Ts d1Ts d2Ts a) Đồ thị điện áp b) Đồ thị dòng điện Hình 2. Đồ thị điện áp và dòng điện của các chuyển mạch. Để có mô hình tuyến tính hóa cần xác định trị trung bình của các điện áp này và tương quan giữa chúng. Trị trung bình trong mỗi chu kỳ làm việc Ts của các điện áp đó, tương ứng là ut1()Ts và ut2 ()Ts có thể được xác định theo các đồ thị trong hình 2a và được biểu diễn bằng các biểu thức sau: u12( t )Ts d () u v nu o (1) uv u21() tTs d u o (2) n Chia biểu thức (1) cho (2) nhận được (3): ut() dt() 1 Ts n 2 (3) u21()() tTs d t Từ đó có quan hệ: dt2 () u12()() tTs n u t Ts (4) dt1() Ở xung quanh điểm làm việc, tương ứng với các độ rộng xung D1, các điện áp trung bình U1, ˆ U2 và đối với một biến thiên nhỏ của độ rộng xung d , sẽ có các biến thiên nhỏ của điện áp trung bình uˆ1 và uˆ2 . Khi đó ta có các biểu thức sau: 24 Nguyễn Thị Thu Thảo, “Mô hình hóa các bộ nguồn xung mạng bốn cực hai cửa cách ly.”
3. Nghiên cứu khoa học công nghệ ˆ d11() tDd (5) u111() tUuTs ˆ (6) u222() tUuTs ˆ (7) Gán các giá trị này vào (4) nhận được: Dd ˆ U uˆˆ nU2 u (8) 1 12 2 ˆ Dd1 ˆ ˆ Khai triển biểu thức trên và bỏ qua các thành nhỏ bậc hai udˆ1 và udˆ2 , nhận được: U uDUdnUˆˆ ˆˆ uDUd (9) 1 1 1 12 2 2 2 Ở chế độ xác lập, các biến thiên nhỏ đều bằng 0, do đó theo (9) có: U1 DnU 12 2 D (10) Thế U2 theo U1 từ biểu thức (10) vào (9) và sắp xếp lại, nhận được: n ˆ DU11 U1 uUˆˆ 12 2u D 21 d U (11) DnD12 n Rút U1 trong biểu thức (11) ra ngoài ngoặc và có D1 + D2 = 1, tương ứng với chế độ dòng liên tục, nhận được: ˆ nD2 d U1 uˆˆ 1 U 2 u 2 U 1 (12) DD11 D 2 Thực hiện các bước tương tự như trên đối với đồ thị dòng điện trong hình 2b ta nhận được: nD ˆ ˆˆ2 d I2 i 2 I 1 i 1 I 2 (13) DD11 D 2 Hai biểu thức (12) và (13) biểu diễn các điện áp và dòng điện của một mạng bốn cực có hai nD cửa liên hệ với nhau bằng biến áp với hệ số biến áp bằng 2 . Sơ đồ mạch điện tương đương D1 của bộ nguồn Flyback thể hiện trong hình 3. ˆ ˆ i1 i2 Ii11 nD2 /D1 Ii22 D A D A u1 M D u2 I Uu ˆ U1 ˆ 2 ˆ 11 d d Uu22 ˆ S K DD12 DD12 S K a) Khâu xung phi tuyến b) Mạch điện tuyến tính hóa tương đương Hình 3. Sơ đồ mạch điện tương đương của bộ nguồn Flyback. 3.2. Hàm truyền đạt của khối công suất bộ nguồn Flyback Thay cặp M-D trong hình 1 bằng phần mạch trong hình 3b nhận được sơ đồ mạch điện tuyến tính tương đương của khối công suất của bộ nguồn Flyback trong hình 4. Theo đó, có thể dễ dàng rút ra hàm truyền của khối công suất dạng (14). Us() Ws() 0 (14) Ds() Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 75, 10 - 2021 25
4. Kỹ thuật điều khiển & Điện tử u ˆ Ii ˆ o Ii11 22 Co R Lp Ls o uv nD2 /D1 A D U1 I2 ˆ u1 dˆ d DD u2 DD12 12 S K Hình 4. Sơ đồ mạch điện tuyến tính hóa của bộ biến đổi Flyback. Trong môi trường PSPICE, ta có thể dễ dàng lấy được các đặc tính Bode, hoặc trực tiếp tổng hợp các vòng điều khiển của bộ nguồn nhờ các công cụ phân tích đặc tính biên – tần, pha – tần và đặc tính quá độ của hệ thống. Dựa vào đặc tính biên – tần và pha – tần ta hoàn toàn xác định được hàm truyền đạt của khối công suất (14) trong bộ nguồn Flyback. 4. MÔ PHỎNG BỘ NGUỒN FLYBACK TRONG PSPICE Để cụ thể, sau đây tác giả mô phỏng vòng điều khiển điện áp của bộ nguồn Flyback trong môi trường PSPICE. Bộ nguồn có các thông số sau: (1) điện áp nguồn vào Uv = 24 V, (2) điện áp ra U0 = 12 V; (3) dòng điện ra I0 = 2 A; (4) các điện cảm sơ và thứ cấp của máy biến áp tương ứng bằng 30 μH và 7,5 μH; (5) tụ điện C0 có điện dung và điện trở tổn hao tương ứng bằng 220 μF và 0,227 Ω. Hình 5. Sơ đồ mô phỏng bộ biến đổi Flyback trong PSPICE. Triển khai sơ đồ mạch điện trong hình 4 thành sơ đồ mạch điện trong môi trường PSPICE trong hình 5, trong đó, các hệ số của mô hình được xác định theo chế độ xác lập. Độ rộng xung xác lập D1 hay D, tương ứng với điện áp ra xác lập, được xác định theo đồ thị trong hình 2, và bằng: nUo 2 12 D1 0,5 (15) Uvo nU 24 2 12 26 Nguyễn Thị Thu Thảo, “Mô hình hóa các bộ nguồn xung mạng bốn cực hai cửa cách ly.”
5. Nghiên cứu khoa học công nghệ Lp trong đó, hệ số biến áp n 2 , và coi U1 = Uv = 24 V, vì điện áp trung bình trên điện Ls cảm Lp bằng không và bỏ qua sụt áp trên Rin. Hệ số truyền kU và kI, của nguồn điện áp Edd và dòng điện Gdd, có thể được xác định theo sơ đồ tương đương, với I2 = Io ở chế độ xác lập và tương ứng bằng: U1 24 I2 2 kU 48 , và kI 8 (16) nD12 D 2 0,5 0,5 DD12 0,5 0,5 Thế các giá trị này vào mô hình và thực hiện mô phỏng, ở chế độ quét tần số đối với nguồn xoay chiều AC, nhận được các đồ thị Bode của đặc tính biên-tần và pha-tần trong hình 6. Các đặc tính này có thể được dùng trực tiếp để tổng hợp bộ điều khiển trong PSPICE, hoặc rút ra hàm truyền của khối công suất (14). Đồ thị biên - tần và pha - tần cho thấy hàm truyền của bộ biến đổi Flyback có một cực kép, ở tần số Fn = 1500 Hz; nghiệm thứ nhất ở tần số Fz1 = 3300 Hz và nghiệm thứ hai ở tần số Fz2 = 24500 Hz. 40 dB 6 dB 20 dB 0 dB -10 dB 180o 90o 0o 010 Hz 100 Hz 1.0 kHz 10 kHz 100 kHz 1.0 MHz Fn Fz Fz1 2 Hình 6. Đặc tính biên - tần và pha - tần của bộ biến đổi Flyback. Như vậy, bộ biến đổi gồm 3 khâu như sau: 1) Khâu dao động bậc 2 có hàm truyền H1: 2 n Hs1() 22 (17) nn 2  ss Điểm dao động ở lân cận điểm Peak có tần số dao động tự nhiên Fn =1500 Hz (hay  nn 2F 9400 rad / s ). Khoảng chênh lệch biên độ tại điểm Peak và biên độ khi f 0 là 6 dB. Đặc tính của khâu dao động bậc 2 cho chúng ta biết hệ số suy giảm của khâu  0,25 . Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 75, 10 - 2021 27
6. Kỹ thuật điều khiển & Điện tử 2) Khâu truyền thẳng, vi phân H2 có điểm zero tại Fz1 = 3300 Hz ss Hs2 ( ) 11 (18)  ZZ112 F 3) Khâu truyền thẳng, vi phân H3 có điểm zero tại Fz2 = 24500 Hz. Quan sát đặc tính biên - tần và pha - tần thấy rằng biên và pha tại điểm zero biến thiên nghịch nhau, do đó khâu vi phân mang dấu âm. ss Hs3 ( ) 11 (19)  ZZ222 F 4) Hệ số khuếch đại K của bộ biến đổi: Hệ số K được xác định bằng cách quan sát đồ thị biên tần khi 0 . Đồ thị biên - tần cho thấy  0:LdB ( ) 28 20log28K nên K = 25,12. Vậy hàm truyền tổng quát của bộ biến đổi Flyback có dạng (20). Vì pha của bộ biến đổi bắt đầu từ 1800 nên hàm truyền có dấu âm. 2 n ss H( s ) K H 1 ( s ) H 2 ( s ) H 3 ( s )1 K 22 1 (20) n 2  nZs s 2 Z F12 2 F Thay giá trị số nhận được hàm truyền dạng (21): 0,699(ss 1,539 10 54 )( 2,073 10 ) Hs() (21) ss27 4722 8,883 10 Ngoài ra, khi dùng mô hình mạch điện tương đương trong hình 5 ta còn có thể nhận được đồ thị của đặc tính điều khiển, là quan hệ giữa điện áp ra Uo với độ rộng xung D hay D1, ở chế độ xác lập. Đặc tính này có dạng như trên hình 7 và nhận được bằng cách quét giá trị điện áp của nguồn VD2, là giá trị tương ứng với độ rộng xung xác lập D. 50 40 28 D 20 Điện áp đầu ra OUT (V) ra OUT đầu ápĐiện 10 0 0 0,2 0,4 0,6 0,7 0,8 1,0 Điện áp quét một chiều VD2 (V) Hình 7. Đặc tính tĩnh của bộ biến đổi Flyback. Để làm rõ tinh thần của phương pháp tuyến tính hóa, ta xem xét ở một số điểm làm việc như sau: - Ở điểm làm việc tương ứng với D = 0,5 có: (1) Điện áp ra U0 = 12V; (2) hệ số truyền tĩnh bằng K0 = U0 /D = 12/0,5 = 24 - Ở điểm làm việc tương ứng với D = 0,7 có: (1) Điện áp ra U0 = 28V; (2) hệ số truyền tĩnh 28 Nguyễn Thị Thu Thảo, “Mô hình hóa các bộ nguồn xung mạng bốn cực hai cửa cách ly.”
7. Nghiên cứu khoa học công nghệ bằng K0 = U0 /D = 28 /0,7 = 28/0,7 = 40 5. KẾT LUẬN Ứng dụng mô hình mạng bốn cực hai cửa cách ly để tuyến tính hóa khâu xung cho phép xây dựng mạch điện tuyến tính tương đương và mô hình động học tuyến tính hóa của bộ nguồn Flyback; từ đó hoàn toàn xác định được hàm truyền của bộ nguồn trong môi trường PSPICE. Kết quả phân tích lý thuyết và mô phỏng nhận được là tiền đề cho việc nghiên cứu, thiết kế và thực thi bộ điều khiển nguồn Flyback dạng này. Việc khảo sát mô hình hóa bộ nguồn ở chế độ làm việc của dòng gián đoạn và tổng hợp bộ điều khiển sẽ được tác giả tiếp tục nghiên cứu và trình bày trong bài báo tiếp theo. Lời cảm ơn: Tác giả cảm ơn Viện Tự động hóa KTQS đã hỗ trợ một phần cho nghiên cứu này. Tác giả chân thành cảm ơn những ý kiến đóng góp quý báu của TS. Nguyễn Văn Thuấn, Học viện KTQS và TS. Vũ Quốc Huy, Viện Tự động hóa KTQS. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1]. П.Четти (1990), “Проектирование ключевых источников электропитания”, Пер. сангл. Издательство Энергоатомиздат, Москва. [2]. Robert W. Erickson, Dragan Maksimovic (2020), “Fundamentals of Power Electronics”, 3rd Ed., Springer. [3]. C. Basso (2008), “Switch-Mode Power Supplies: SPICE Simulations and Practical Designs”, McGraw-Hill. [4]. Abraham I. Pressman, Keith Billings, and Taylor Morey (2009), “Switching Power Supply Design”, 3rd Ed., McGraw-Hill. [5]. Chen Y., Luo Q. (2012), “Modeling and Control Design of Flyback Power Supply System Based on Topswitch”, Lecture Notes in Electrical Engineering, vol 129. Springer, Berlin, Heidelberg. [6]. Application Note, Power integrations, www.powerint.com. ABSTRACT MODELING OF FLYBACK SWITCHING POWER SUPPLIES IN PSPICE BASED ON ISOLATED 2-GATE QUADRUPLE NETWORKS This paper presents a method of modeling Flyback switching power supplies as an equivalent linearized circuit, where the pulse block was linearized by an isolated 2-gate quadruple network. The basic dynamics of the object were investigated in PSPICE, creating the basis for synthesizing the controller for the power supply. Keywords: Quadruple network; Flyback switching power supplies; PSPICE. Nhận bài ngày 24 tháng 8 năm 2021 Hoàn thiện ngày 04 tháng 10 năm 2021 Chấp nhận đăng ngày 10 tháng 10 năm 2021 Địa chỉ: Viện Tự động hóa KTQS/Viện KH-CN QS. *Email: thaocapit0@gmail.com. Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 75, 10 - 2021 29