Nghiên cứu kỹ thuật điều chế sóng mang nghịch lưu một pha cascaded 5 bậc

Nội dung text: Nghiên cứu kỹ thuật điều chế sóng mang nghịch lưu một pha cascaded 5 bậc

1. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 1 NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SÓNG MANG NGHỊCH LƯU MỘT PHA CASCADED 5 BẬC A STUDY OF CARRIER PULSE WIDTH MODULATION FOR SINGLE PHASE 5-LEVELS CASCADED INVERTER Nguyễn Phước Lộc1, Bùi Thanh Hiếu1, Võ Quốc Thái 1, Đào Thị Bé Dung1, Nguyễn Văn Nhờ2 1 Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long, Việt Nam 2 Trường Đại học Bách Khoa TP.HCM, Việt Nam Ngày toà soạn nhận bài 6/4/2021, ngày phản biện đánh giá 17/4/2021, ngày chấp nhận đăng 13/8/2021. TÓM TẮT Bài báo này nghiên cứu so sánh các kỹ thuật điều chế độ rông xung phương pháp sóng mang (CPWM). Trong đó hai kỹ thuật điều chế sóng mang đồng pha (PD PWM) và điều chế sóng mang dịch pha (PS PWM) áp dụng trên bộ nghịch lưu một pha cascaded 5 bậc (CHB Inverter). Chất lượng của thiết bị chuyển đổi được đánh giá dựa trên tổng độ méo dạng hài (THD%) dòng điện và điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu sẽ được khảo sát, phân tích, đánh giá và so sánh. Việc mô hình hóa và mô phỏng cho nghịch lưu một pha cascaded 5 bậc được thực hiện bởi phần mềm MATLAB/SIMULINK và kết quả mô phỏng sẽ được kiểm chứng bằng thực nghiệm trên mô hình phần cứng bộ nghịch lưu Cascaded 5 bậc xây dựng theo dạng module linh hoạt và điều khiển bằng vi điều khiển DSP 28379D. Từ khóa: Tổng độ méo dạng hài (THD%); Điều chế độ rộng xung sóng mang (CPWM); Kỹ thuật PWM đồng pha (PD PWM); Kỹ thuật PWM dịch pha (PS PWM); bộ nghịch lưu cascaded (CHB_Inverter) ABSTRACT This paper studies and compares carrier-based pulse width modulation (CPWM) techniques. In which, two techniques of co-phase carrier modulation (PD PWM) and phase shift carrier modulation (PS PWM) are applied on a 5-levels cascaded single-phase inverter (CHB Inverter). The quality of the converter is evaluated based on the total harmonic distortion (THD%) output current and voltage of the inverter to be investigated, analyzed, evaluated, and compared. The modeling and simulation for the 5-levles cascaded single-phase inverter are done by MATLAB/SIMULINK software and the simulation results will be experimentally verified on the 5-levels Cascaded inverter hardware model built according to flexible module form and controlled by DSP 28379D microcontroller. Keywords: Total harmonic distortion (THD%); carrier based pulse width modulation(CPWM); PWM technique in phase (PD PWM); phase-shift PWM technique (PS PWM);Cascaded inverter(CHB inverter). 1. GIỚI THIỆU bậc. Sau đó, các bộ nghịch lưu đa bậc lần Bộ nghịch lưu đa bậc cascaded đầu tiên lượt được phát triển. Năm 1981, bộ nghịch được đề xuất vào năm 1975. Các cầu H với lưu dạng diode kẹp (NPC) được đề xuất [2]. nguồn DC cách ly được ghép nối tầng nhau Năm 1992, nghịch lưu đa bậc dạng tụ kẹp để tạo điện áp ngõ ra nhiều bậc [1]. Bộ biến được đề xuất. Sơ đồ một pha của các bộ đổi này là cấu trúc đầu tiên của nghịch lưu đa nghịch lưu đa bậc được minh họa ở Hình 1. Doi:
2. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) 2 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 2. CẤU TRÚC BỘ NGHỊCH LƯU CASCADE 5 BẬC Bộ nghịch lưu trong hình 2 có thể tạo ra một điện áp pha với năm bậc điện áp. Khi các khóa S1A, S2A, S3A, và S4A cùng đóng điện áp ngõ ra của cầu 2 cầu VH1=VH2=E, và kết quả điện áp pha bộ nghịch lưu VAG=VH1+VH2=2E. Giá trị điện áp nghịch lưu VAG theo trạng thái các khóa S1A, S2A, S3A, S4A được mô tả đầy đủ trên bảng 1. Tổng độ méo dạng hài THD% (Total Harmonic Distortion), được tính theo: Hình 1. Sơ đồ của 3 dạng nghịch lưu đa bậc cơ bản 2  I()j Bộ nghịch lưu dạng cascaded là bộ THD = j 1 (1) I I nghịch lưu gồm những module cầu H được (1) ghép xếp tầng. Nó có ưu điểm hơn các bộ Độ méo dạng trong trường hợp dòng nghịch lưu khác là không cần diode hoặc tụ điện không chứa thành phần DC được tính kẹp và có tính module nên dễ dàng thực hiện, theo hệ thức sau: tăng và giảm số bậc hoặc sửa chữa, thay thế một cách linh hoạt [3]. Tần số đóng ngắt 2  I(j )22 trong mỗi module của dạng mạch này có thể j=2(1) II− THDI == (2) giảm đi n lần và dv/dt cũng giảm đi như vậy. II(1)(1) Điện áp đặt trên các linh kiện giảm đi 0.5n lần [4]. Trong đó: Trong bài báo này, các tác giả sẽ so sánh I(j): trị hiệu dụng sóng hài bậc j, j≥ 2. tổng độ méo dạng hài (THD%) của bộ I (1): trị hiệu dụng thành phần hài cơ bản của nghịch lưu một pha cascaded 5 bậc với các dòng điện. phương pháp điều chế sóng mang [5]. Các kỹ A thuật điều chế độ rộng xung đa sóng mang (CPWM) gồm bố trí các sóng mang đồng pha (PD PWM), và dịch pha (PS PWM) tương tự S như[6] sẽ được so sánh và đánh giá. S1A A Chất lượng của các phương pháp điều E khiển PWM đối với BNL áp 1 pha 5 bậc V cascade sẽ được đánh giá, và so sánh thông H1 S qua thông số độ méo dạng dòng điện ngõ ra S A 2A (THD%) Các phần chính trong bài báo này gồm: • Kỹ thuật điều chế độ rộng xung sóng S3A S A mang (CPWM) trên cấu trúc cascaded 5 E bậc. • Phân tích mô phỏng, thực nghiệm kiểm VH2 chứng các kỹ thuật sóng mang trên bộ S A S4A nghịch lưu. G • So sánh các phương pháp điều khiển. Hình 2. Cấu trúc bộ nghịch lưu cascaded 1 pha
3. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 3 Bảng 1. Trạng thái chuyển mạch bộ nghịch 1<Vc3<2, 0<Vc4<1 và được so sánh với một lưu một pha cascaded 5 bậc điện áp điều khiển (Vref). Từ đó các xung Trạng thái các khóa Điện Điện PWM được tạo ra có trạng thái mức cao khi Điện áp áp tín hiệu điện áp tham chiếu lớn hơn tín hiệu áp cầu cầu sóng mang. Đối với bộ nghịch lưu cascaded pha H H 5 bậc, nguyên lý tất cả 4 sóng mang đều cùng (V ) S1A S2A S3A S4A AG thứ thứ pha như hình 3 và được trình bày như hình 4. nhất hai 4 (VH1) (VH ) Vref -2E 0 0 0 0 -E -E 1 0 0 0 0 -E 3 0 1 0 0 0 -E -E Vref 0 0 1 0 -E 0 0 0 0 1 -E 0 2 1 1 0 0 E -E Vref 1 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 Vref 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 -E E S1X 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 S2X 1 0 0 0 1 1 1 0 E 0 S3X 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 S4X 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 0 1 E 0 2E E E 0 VXG 1 0 1 1 0 E -E -2E 0 1 1 1 0 E Hình 3. Giản đồ xung kích với các giá trị 2E 1 1 1 1 E E khác nhau của áp điều khiển. 3. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG SÓNG MANG (CPWM) Trong phương pháp này để tạo giản đồ kích đóng các linh kiện trong cùng một nhánh của bộ nghịch lưu, phải sử dụng một số sóng mang dạng tam giác và một tín hiệu điều khiển dạng sin được trình bày trong [7]. Đối với bộ nghịch lưu đa bậc (n), số sóng mang được sử dụng là (n-1). Các kỹ thuật điều khiển trên trong bài báo này các tác giả sẽ trình bày và so sánh trên hai kỹ thuật điều khiển sóng mang là điều chế độ rộng xung 4 sóng mang đồng pha (PD PWM), và điều chế độ rộng xung dịch Hình 4. Quá trình tạo xung kích theo pha (PS PWM). phương pháp PD_PWM. 3.1 Bố trí sóng mang đồng pha (PDPWM) 3.2 Bố trí sóng mang dịch pha (PS_PWM) Như hình 4 các sóng mang được bố trí Trong phương pháp này, các sóng tam trong các khoảng 3<Vc1<4, 2<Vc2<3, giác sẽ bị lệch pha bởi một góc pha nhất
4. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) 4 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh định giữa các sóng mang liền kề. Góc pha 4. MÔ PHỎNG KỸ THUẬT PWM CHO có thể được tính theo công thức (7). BNL CASCADE 5 BẬC 3600 (1) = n −1 Trong đó: n là số bậc của bộ nghịch lưu. Phương pháp dịch pha 4 sóng mang của bộ nghịch lưu cascaded 5 bậc sử dụng. Hai 0 sóng mang liền kề sẽ lệch nhau 90 được mô tả trong hình 5, trong đó tín hiệu của một điện áp tham chiếu (Vref) được so sánh với 4 tín hiệu sóng mang tam giác lệch pha tạo xung cho bộ nghịch lưu 5 bậc như hình 6. φ φ 4 Hình 7. Sơ đồ mô phỏng BNL 5 bậc. Vref Trong phần này phần mềm MATLAB được sử dụng để mô phỏng các kỹ thuật điều chế sóng mang cho BNL cascaded 5 bậc. Sơ đồ mô phỏng được mô tả trên hình 7. Bảng 2. Thông số mô phỏng Vref Tên gọi Đơn vị Độ lớn 0 1 0 1 0 S1X 1 0 Điện áp nguồn DC V 50 1 0 1 0 S2X 1 1 Điện trở tải Ω 45 S3X 1 0 1 0 1 0 S4X 0 1 0 0 1 0 Cuộn cảm H 0.08 2E E Tần số sóng mang kHz 5 VXG 0 -E -2E s Thời gian lấy mẫu 2 Hình 5. Nguyên lý đóng ngắt sử dụng kỹ Tần số cơ bản Hz 50 thuật PS PWM. 4.1 Mô phỏng phương pháp PD_PWM Dạng tín hiệu chuyển mạch trên các khóa IGBT sử dụng kỹ thuật PD PWM thu được kết quả mô phỏng trên MATLAB như sau: Hình 6. Quá trình tạo xung kích theo phương pháp PS_PWM. Hình 8. Dạng xung kích PD_PWM
5. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 5 2 1,85 1,8 m =0.866 1,6 1,57 1,4 1,28 1,2 1 0,78 THD% 0,8 0,52 0,57 0,6 0,59 0,4 0,4 0,41 0,2 0,34 0,36 0,26 Hình 9. Dòng điện và điện áp ngõ ra PD 0 10kH PWM 1kHz 2kHz 5kHz 7kHz 9kHz z 4.2 Mô phỏng phương pháp PS_PWM PD 1,57 0,59 0,34 0,26 0,36 0,41 PS_PWM 1,85 1,28 0,52 0,4 0,57 0,78 Tín hiệu của các khóa công suất S1, S2, S3, S4 khi áp dụng phương pháp PS Hình 12. Đánh giá THD% khi thay đổi tần PWM được trình bày như hình 10: số sóng mang fc Từ hình 12 cho thấy độ méo dạng dòng điện giảm, khi fc thay đổi trong phạm vi (1kHz,7kHz) và tăng trong phạm vi (7kHz,10kHz). Độ méo dạng của phương pháp PD_PWM luôn nhỏ hơn so với phương pháp PS_PWM. Chẳng hạn khi fc=2kHz, THDI của phương pháp PD_PWM là 0.59% thấp hơn giá trị của phương pháp PS_PWM là 1.28%. Giá trị THDI nhỏ nhất của hai phương pháp xảy ra khi fc = 7kHz, lúc đó THD của phương pháp PD_PWM là 0.26% Hình 10. Dạng xung kích kỹ thuật PS PWM I và phương pháp PS_PWM là 0.57%. 3 2,47 2,5 fc=5kHz 2 1,37 1,5 1,18 THD% 1 0,71 0,62 0,52 0,4 0,51 0,46 0,5 0,36 0,32 0,27 0,26 0,28 0 0,2 0,4 0,6 0,7 0,8 0,9 1 PD 1,37 0,71 0,36 0,32 0,27 0,26 0,28 Hình 11. Dòng điện và điện áp ngõ ra PS PS_PWM 2,47 1,18 0,62 0,4 0,52 0,51 0,46 PWM Hình 13. Đánh giá THD% khi thay đổi chỉ Kết quả và phân tích độ méo dạng dòng số điều chế m điện THDI theo tần số sóng mang khi m=0.866 được bố trí trên hình 12. Ở đây, tần Kết quả và phân tích độ méo dạng dòng số sóng mang được chọn thay đổi trong phạm điện THDI theo chỉ sô điều chế khi fc = 5 vi 1kHz-10kHz. kHz được bố trí trên hình 13. Ở đây, chỉ số
6. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) 6 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh điều chế (m) được chọn thay đổi trong phạm 5.1 Thực nghiệm kỹ thuật PD_PWM vi 1-10. Từ hình 13 cho thấy độ méo dạng dòng điện giảm, khi m thay đổi trong phạm vi (0.2,0.8) và thay đổi không đáng kể trong phạm vi (0.8,1). Độ méo dạng của phương pháp PD_PWM luôn nhỏ hơn so với phương pháp PS_PWM. Chẳng hạn khi m=0.4, THDI của phương pháp PD_PWM là 0.71% thấp hơn giá trị của phương pháp PS_PWM là 1.18%. Giá trị THDI nhỏ nhất của hai phương pháp xảy ra khi m=0.8, lúc đó THDI của phương pháp PD_PWM là 0.27% và Hình 15. Dạng xung kỹ thuật PD_PWM phương pháp PS_PWM là 0.52%. 5. THỰC NGHIỆM BNL CASCADED 5 BẬC Mô hình được thực nghiệm lập trình trên vi điều khiển DSP TMS320F28379D với các kỹ thuật điều chế sóng mang. Hình 16. Dòng điện ngõ ra sử dụng kỹ thuật PD PWM Hình 14. Mô hình thực nghiệm bộ nghịch lưu cascaded 5 bậc Các số liệu của mô hình thực nghiệm Hình 17. Điện áp ngõ ra sử dụng kỹ thuật được trình bày trong bảng 3 PD PWM Bảng 3. Thông số mô phỏng thực nghiệm Đại lượng Giá trị Chỉ số điều chế (m) 0.866 Tần số sóng mang (fc) 5kHz Tải R 45Ω Tải L 80mH Tần số áp ra 50Hz Hình 18. Phân tích phổ hài dòng sử dụng kỹ Điện áp trên 1 nguồn DC 50V thuật PD PWM
7. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 7 Hình 22. Điện áp ngõ ra sử dụng kỹ thuật PS PWM Hình 19. Phân tích FFT hài dòng ngõ ra sử dụng kỹ thuật PD PWM Phân tích kết quả: Hình 15 cho thấy xung kích trên các khóa IGBT có dạng sóng tương tự như kết quả mô phỏng ở hình 8. Dòng điện và điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu ở hình 16, 17 giống như kết quả đã mô phỏng trên hình 9. Phân tích FFT ở hình 18,19 với chỉ số điều chế m=0.866, tần số sóng mang fc= 5kHz tổng Hình 23. Phân tích phổ hài dòng ngõ ra sử độ méo dạng hài dòng điện ngõ ra THD% là dụng kỹ thuật PS PWM 4.9% đạt chỉ tiêu chất lượng theo [8]. 5.2 Thực nghiệm kỹ thuật bố trí sóng mang dịch pha (PS_PWM). Hình 20. Dạng xung kích kỹ thuật PS PWM Hình 24. Phân tích FFT tổng hài dòng ngõ ra sử dụng kỹ thuật PS_ PWM Phân tích kết quả: Hình 20 xung kích trên các khóa IGBT có dạng sóng tương tự như kết quả mô phỏng ở hình 10. Dòng điện và điện áp ngõ ra của bộ Hình 21. Dòng điện ngõ ra sử dụng kỹ thuật nghịch lưu ở hình 21, 22 giống như kết quả PS PWM đã mô phỏng trên hình 11.
8. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) 8 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Phân tích FFT ở hình 23, 24 với chỉ số Cụ thể ở giá trị m= 0.2, thì THD% của điều chế m=0.866, tần số sóng mang fc= phương pháp PD_PWM là 13.73%, trong khi 5kHz tổng độ méo dạng hài dòng điện ngõ ra của PS-PWM là 20.98%. Với chỉ số m lớn, THD% là 5.54%. m=0.8 thì THD% của phương pháp PS-PWM Phân tích thực nghiệm THD% cho là 5.1% và giảm xuống còn 4.98% khi áp phương pháp PD PWM, PS_PWM theo chỉ dụng phương pháp PD-PWM. 25 số điều chế m=0.866, tần số sóng mang thay 20,98 đổi từ 2kHz<fc<5kHz. fc=5kHz 20 12 11,23 15 12,07 10 7,54 m= 0.866 10,98 13,73 8 6,29 6,61 10 7,34 5,54 5,68 THD% 6,28 5,14,98 4,75 6 6,71 8,09 5 6,14 4 4,9 4,8 THD% 4,89 4,35 3,98 3,863,55 3,42 2 0 0,2 0,4 0,6 0,7 0,8 0,9 1 0 1kH 2kH 5kH 7kH 9kH 10k PD 13,738,09 6,14 4,89 4,8 3,86 3,55 z z z z z Hz PS_PWM 20,9812,077,34 6,28 5,1 4,98 4,75 PD 10,98 6,71 4,9 4,35 3,98 3,42 Hình 26. Đánh giá thực nghiệm THD% khi PS_PWM 11,23 7,54 5,54 6,29 5,68 6,61 Hình 25. Đánh giá thực nghiệm THD% khi thay đổi chỉ số điều chế thay đổi tần số sóng mang 6. KẾT LUẬN Từ hình 25, thấy được giá trị THD% Bài báo này tập trung phân tích các kỹ dòng điện giảm dần khi tần số sóng mang thuật điều chế độ rộng xung sóng mang tăng. Phương pháp PD-PWM có THD% nhỏ (CPWM) áp dụng vào cấu trúc bộ nghịch lưu hơn so với phương pháp PS-PWM trong toàn một pha cascaded 5 bậc sử dụng tải tuyến vùng khảo sát 1kHz<fc<10kHz.Ví dụ, ở giá tính RL. trị fc=2kHz, thì THD% của phương pháp PD Kết quả mô phỏng dòng tải ngõ ra của bộ là 6.71%, trong khi của PS-PWM là 7.54%. nghịch lưu cho các kỹ thuật điều chế sóng Với chỉ số m lớn, fc=5kHz thì THD% của mang PD PWM, PS PWM cho thấy tổng độ phương pháp PS-PWM là 5.54% và giảm méo dạng hài (THD%) giảm dần khi tăng dần xuống còn 4.9% khi áp dụng phương pháp tần số sóng mang (fc) và chỉ số điều chế (m). PD-PWM. Trong đó kỹ thuật điều chế PD PWM Từ hình 26, thấy được giá trị THD% cho kết quả THD% tốt hơn. Kết quả mô dòng điện tải giảm dần khi chỉ số điều chế phỏng cũng được kiểm chứng bằng thực tăng. Phương pháp PD-PWM có THD% nhỏ nghiệm và cho kết quả phù hợp. hơn so với phương pháp PS_PWM trong toàn vùng khảo sát 0.2<m<0.9. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] N. V. Nhờ,(2002), “Giáo trình điện tử công suất 1,” Nhà xuất bản ĐHQG Tp.HCM, p. 289. [2] M. Hammami, G. Rizzoli, R. Mandrioli, and G. Grandi,(2018), “Capacitors voltage switching ripple in three-phase three-level neutral point clamped inverters with self-balancing carrier-based modulation,” Energies, vol. 11, no. 12. [3] P. M. Lingom, J. Song-Manguelle, J. M. Nyobe-Yome, D. L. Mon-Nzongo, T. Jin, and M. L. Doumbia,(2019), “A single-carrier PWM method for multilevel converters,” 2019.
9. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 65 (08/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 9 [4] B. Wu,(2005), “High-Power Converters and ac Drives,” High-Power Convert. ac Drives, pp. 1–332. [5] N. T. Quach, S. H. Chae, J. H. Ahn, and E. H. Kim,(2018), “Harmonic analysis of a modular multilevel converter using double fourier series,” J. Electr. Eng. Technol., vol. 13, no. 1, pp. 298–306. [6] A. Al Hadi, X. Fu, W. Waithaka, R. Challoo, and S. Li,(2019), “Comparison and Simulation of the Level-Shifted and Phase-Shifted Modulation for a Five-Level Converter for Integration of Renewable Sources,” Clemson Univ. Power Syst. Conf. PSC 2018, pp. 1–6. [7] N. Chellammal, S. Dash, and P. Palanivel,(2011), “Performance analysis of multi carrier based pulse width modulated three phase cascaded H-bridge multilevel inverter,” J. Electr. Eng., vol. 11, no. 2. [8] BCT,(2019), “Tiêu chuẩn Chất Lượng Điện Năng,” vol. 30, no. TT-BCT, pp. 1–14. Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Nguyễn Phước Lộc Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long Email: locnp@vlute.edu.vn