So sánh kỹ thuật điều khiển tuyến tính hóa vào ra và phương pháp cuốn chiếu cho động cơ không đồng bộ

Nội dung text: So sánh kỹ thuật điều khiển tuyến tính hóa vào ra và phương pháp cuốn chiếu cho động cơ không đồng bộ

1. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 48 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh SO SÁNH KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂNTUYẾN TÍNH HÓA VÀO RA VÀ PHƯƠNG PHÁP CUỐN CHIẾU CHO ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ A COMPARATIVE STUDY BETWEEN INPUT-OUTPUT LINEARIZATION CONTROL TECHNIQUE AND BACKSTEPPING CONTROL METHOD FOR INDUCTION MOTOR Bùi Thị Kim Huệ, Mai Nhật Thiên, Lương Hoài Thương, Huỳnh Thị Dư, Ngô Bích Nên, Huỳnh Thanh Tường Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long, Việt Nam Ngày toà soạn nhận bài 17/12/2020, ngày phản biện đánh giá 18/02/2021, ngày chấp nhận đăng 04/03/2021. TÓM TẮT Động cơ không đồng bộ ba pha được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp vì các ưu điểm như cấu tạo đơn giản, chắc chắn, vận hành tin cậy, ít bảo trì sửa chữa, giá thành thấp, hiệu suất cao Tuy nhiên, việc điều khiển động cơ không đồng bộ là một vấn đề khó khăn, phức tạp vì tính phi tuyến của mô hình động cơ. Bài báo này ứng dụng kỹ thuật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa (Feedback Linearization Control – FLC) và phương pháp điều khiển cuốn chiếu (Backstepping) để thiết kế hệ thống điều khiển từ thông và tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha, trong đó từ thông và mô-men được ước lượng từ các giá trị dòng điện và điện áp của động cơ. Việc so sánh các thành phần của động cơ (từ thông, tốc độ, mô-men, dòng điện ba pha) của kỹ thuật đề xuất FLC với phương pháp cuốn chiếu được tiến hành. Việc so sánh được thực hiện khi thay đổi tải ở trục động cơ, khả năng bám của tốc độ và độ nhạy khi thay đổi điều kiện vận hành. Các kết quả mô phỏng sẽ cho thấy hiệu quả của phương pháp đề xuất FLC. Từ khóa: điều khiển cuốn chiếu; điều khiển phi tuyến; điều khiển trựctiếpmô-men; điều khiển vector; định hướng trường; động cơ không đồng bộ; tuyến tính hóa vào ra. ABSTRACT Three-phase induction motors are widely used in industry because of their advantages such as simple structure, solid, reliable operation, low maintenance and repairs, low-cost and high efficiency. However, the control of an induction motor is a difficult and complicated problem because of its strong nonlinearity. This paper applies the feedback linearization control technique (FLC) and the backstepping control method to design a control system for flux and speed for three-phase induction motor in which the torque and the flux are estimated from measurement of voltages and currents of the motor. The comparative of the motors components e.g. (flux, speed, torque and three-phase current) of the proposed FLC technique and Backstepping method is conducted. The comparison is carried out when changing the load on the motor shaft, the tracking capability of speed and the sensitivity when operating conditions are changed. The simulation results show the effectiveness of the proposed technique and method FLC. Keywords: Backstepping control; Nonlinear control; Direct torque control; Vector control; Field orientation; Asynchronous motor; Input output linearization. đối với các loại máy móc ngày càng cao: cơ 1. ĐẶT VẤN ĐỀ [1] cấu máy móc đòi hỏi phải đạt độ nhanh, Cùng với sự phát triển ngày càng lớn nhạy, chính xác cao, năng lượng phải được mạnh của các ngành công nghiệp, đặc biệt là sử dụng có hiệu quả (Nguyễn Phùng Quang, ngành điều khiển tự động, yêu cầu chất lượng 1996). Động cơ không đồng bộ chính thức
2. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 49 được công nhận từ những năm 1970 tuy dây được coi là tuyến tính. Dòng từ hóa và từ nhiên chúng không được sử dụng rộng rãi bởi trường được phân bố hình sin trên bề mặt khe vì có những khó khăn mà chúng mang lại: từ. khó điều khiển và chất lượng thấp. Tuy Xây dựng mô hình động cơ không đồng bộ nhiên, cùng với sự phát triển mạnh mẽ của ba pha công nghệ chế tạo các linh kiện bán dẫn công suất và các bộ vi xử lý có khả năng xử lý Một số quy ước các ký hiệu cho các đại mạnh mẽ, những khó khăn đó đã được khắc lượng và các thông số của động cơ. phục. Với những ưu điểm của mình, động cơ không đồng bộ đang được xem là một trong những giải pháp cho những vấn đề đã nêu ở trên. Một số ưu điểm nổi bật của động cơ tuyến tính: tốc độ cao, độ chính xác cao, đáp ứng nhanh, độ bền cơ học cao. Ngày nay, cùng với sự phát triển của lý thuyết điều khiển tự động, kỹ thuật điều khiển động cơ không đồng bộ cũng thay đổi nhanh chóng. Trong lý thuyết điều khiển hiện đại, động cơ không đồng bộ ba pha được xem là một đối tượng phi tuyến (vì mô hình toán học của động cơ không đồng bộ được mô tả bằng các phương trình vi phân bậc cao). Để điều khiển động cơ một cách chính xác, ta phải áp dụng các phương pháp điều Hình 1. Mô hình đơn giản của động cơ khiển phi tuyến như: điều khiển trực tiếp mô- không đồng bộ ba pha men (direct torque control - DTC), điều Các thông số của động cơ không đồng khiển trượt (sliding mode control - SMC), bộ ba pha: điều khiển thụ động (passive control), điều khiển thích nghi (adaptive control) để tác Rs : điện trở cuộn dây stator động lên mô hình toán học của động cơ. Rr : điện trở rotor quy đổi về stator Trong báo này, phương pháp điều khiển Lm : hỗ cảm giữa stator và rotor hồi tiếp tuyến tính hóa được sử dụng mô hình : điện kháng tản cuộn dây stator toán học của động cơ. Mục đích chính của L s phương pháp này là tiến hành đổi biến điều L : điện kháng tản cuộn dây rotor quy đổi khiển sao cho ngõ ra tuyến tính với biến điều  r khiển mới. về stator 2. ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA p : số đôi cực của động cơ PHA [2] J : moment quán tính cơ (kg.m2) Động cơ không đồng bộ được mô tả bởi Các thông số định nghĩa thêm: một hệ phương trình vi phân bậc cao. Với cấu trúc phân bố các cuộn dây phức tạp về Ls = Lm + điện cảm stator mặt không gian và các mạch từ móc vòng ta Lr = Lm + điện cảm rotor phải chấp nhận một số các điều kiện sau đây khi mô hình hóa động cơ. Bỏ qua các tổn hao Ls hằng số thời gian stator Ts trong lõi sắt từ, không xét tới ảnh hưởng của Rs tần số và thay đổi của nhiệt độ đối với điện L trở, điện cảm tới các cuộn dây. Bỏ qua bão T r hằng số thời gian rotor r R hòa mạch từ, tự cảm và hỗ cảm của mỗi cuộn r
3. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 50 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh L2 hệ số từ tản tổng (8)  1 m s L L L s 1 s d s r m r 0 is j  r Tr Tr dt Tsamp chu kỳ lấy mẫu Từ hệ qui chiếu rotor quy về hệ qui Suy ra chiếu stator theo các phương trình: (9) d s L 1 (1) r m is j  s ir is e j s r r r dt Tr Tr r s j (2) Thay từ thông từ (9) vào (7) ta được:  r  r e (10) d is 1 1  1  1 1 Từ hai phương trình trên ta có: s is j  s u s dt T T s L T r L s (3) s r m r s d s 0 R is r j s (11) r r dt r Vậy từ các phương trình trên ta có hệ phương trình: Chuyển sang dạng các thành phần của s (4a) vector trên hai trục tọa độ: s s d s u s R . i s s. dt d i 1 1  1  1  1 s i   u dt T T s T L r L r L s (4b) s r r m m s (12) d i 1 1  1  1  1 s is  r  r us dt Ts Tr Tr Lm Lm Ls s s s (4c)  s Ls is Lm ir d r Lm 1 (4d) is  r  r s s s dt Tr Tr  r Lm is Lr ir 3 3 (4e) d r Lm 1 Te p( s is ) p( r ir ) i   2 2 s r r dt Tr Tr J d (4f) Te TL Thay các thành phần của vector từ thông p dt rotor và dòng stator ta được: Để xác định dòng điện stator và từ thông (13) 3 Lm rotor, từ (4c) và (4d) có: Te p ( r is  r is ) 2 Lr 1 (5) is  s L is 3. PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN r L r m s r CUỐN CHIẾU ĐỘNG CƠ KHÔNG L (6) ĐỒNG BỘ [3], [4], [5], [6]  s L is m  s L is s s s r m s 3.1 Điều khiển cuốn chiếu Lr Thay (5), (6) vào (4a, b), Tính chất phi tuyến thể hiện rất rõ, với số lượng biến đầu vào và ra rất nhiều. Nên Phương trình (4a, b) trở thành: việc tìm ra quy luật điều khiển là khó đối với s s (7) các phương pháp thông thường. Phương pháp s s d i s Lm d s thiết kế cuốn chiếu tỏ ra rất hữu ích đối với u s R . i s L s. s mô hình này. Bộ điều khiển được thiết kế sẽ dt Lr dt giải quyết vấn đề phi tuyến của mô hình.
4. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 51 Từng bước thiết kế bộ điều khiển thỏa Lấy đạo hàm các giá trị e2 , e4 từ hệ đại lượng tốc độ và dòng từ hóa đạt đến giá phương trình (20) ta được: trị đặt là mục tiêu được đưa ra. ' k1 1 ' (21) e2 (e k e )  i  isq 2 1 1  ref rd sq rd Như đã trình bày ở phần mô hình của   động cơ, khi ta xét trong hệ tọa độ dq, do trục ' 1 1 ' e4 k (e k e )   isd q vuông góc với vector  0 làm cho 3 4 3 3 ref rd rq Tr Tr phương trình trở nên đơn giản hơn. Lúc đó hệ phương trình (21) trở thành: 2 (14) d 3PLm ' P (  i T ) 1 ' rd sq L e2  u  dt 2L J 2 sd rd r Ls 1 1 e4  u Để đơn giản hơn trong việc tính toán, ta 4 L T sd định nghĩa giá trị: s r Đến đây ta xác định hàm Lyapunov để 3(PL )2 (15)  m ổn định hóa cả hệ thống, bao gồm cả hai biến 2Lr J e2 ,e4 . Thay (15) vào (14) ta được: Ta chọn hàm Lyapunov như sau: d ' P (16) 1 2 2 2 2 (22)  rdisq TL V (e e e e ) 0 dt J 2 2 1 2 3 4 Gọi ref , ref lần lượt là giá trị tốc độ Lấy đạo hàm phương trình (22) ta được: và từ thông mong muốn. Ta định nghĩa hai 2 2 2 2 giá trị là sai số giữa giá trị tốc độ, từ V 2 k1e1 k3e3 k2e2 k4e4 e1,e3 1 ' thông đặt và giá trị ước lượng. e2 (e1 2 k2e2 usd rd ) Ls (17) e1 ref  1 1 e4 (4 k4e4 e3 usd ) ' L T e3  ref  rd s r Xét hàm Lyapunov sau: Để hệ ổn định theo Lyapunov thì . Để có được điều đó thì: 1 2 1 2 (18) V 2 0 V e e 0 2 1 2 3 1 ' e1 2 k2e2 usd rd 0 Ls Lấy đạo hàm phương trình (18) ta được: 1 1 2 2 ' (19) 4 k4e4 e3 usd 0 k e k e e (k e  i V 1 1 3 3 1 1 1  ref rd sq Ls Tr P 1 1 T ) e (k e  i  ' ) L 3 3 3 ref sd rd (e1 2 k2e2 ) 4 k4e4 e3 J Tr Tr usd & usd 1 ' 1 1  L rd L T Ta thấy rằng để phương trình thỏa mãn s s r định lý ổn định Lyapunov thì V phải xác định (20) Đến đây ta đã xây dựng được luật điều e2 k1e1 e1 e1 e2 k1e1 khiển để tốc độ và từ thông động cơ bám theo giá trị tốc độ và từ thông đặt với các đại e4 k3e3 e3 e3 e4 k3e3 lượng như sau:
5. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 52 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh e1 ref  Hình 3 so sánh tốc độ đặt trước và tốc độ ' đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả mô e   3 ref rd phỏng cho thấy, đáp ứng của tốc độ thực tế P k e T không có độ vọt lố. 1 1  ref L e J  ' i 2  rd sq 3.2.3 Mô-men của động cơ: 1 1 e k e   ' i 4 3 3 ref T rd T sd r r k 1 1  1 (e k e ) i i 2  2 1 1   ref T sd sq r 1 1 1   / i   / i ( )i  ' (23) T rd sq r rq sq T T sd rd r s r 1  1   i  '  /  '  /  ' s sq rd T rq rd  rq rd r 1 2 1 2 / Hình 4. Mô-men của động cơ 4 k3 (e4 k3e3 )  ref ( ) isd ( )  rd Tr Tr Hình 4 so sánh mô-men đặt trước và mô- 1 / 1 1  1 1 men đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả r rq ( ) isd sisq Tr Ts Tr Tr Tr mô phỏng cho thấy, đáp ứng của mô-men 1  1 1  1 thực tế có độ vọt lố 0.3 % (tại 2s là lúc đảo  /  / rq rq chiều quay động cơ). Tr Tr  Tr 3.2.4 Dòng điện ba pha của động cơ: 3.2 Kết quả mô phỏng cuốn chiếu 3.2.1 Từ thông của động cơ: Hình 2. Từ thông của động cơ Hình 5. Dòng điện ba pha của động cơ Hình 2 so sánh từ thông đặt trước và từ Hình 5 so sánh dòng điện đặt trước và thông đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả dòng điện đo được trực tiếp từ động cơ. mô phỏng cho thấy, đáp ứng của từ thông Dòng điện khởi động bằng 4 lần dòng xác lập thực tế không có độ vọt lố. (0-1giây: quá trình khởi động 24A; 1-1,5 3.2.2 Tốc độ của động cơ: giây: quá trình định mức 6A). 4. ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH HÓA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ [7], [8], [9], [10] 4.1 Áp dụng điều khiển tuyến tính hóa 1 m Từ u (m 1)  L f h(x) , ta có Lg L f h(x) luật điều khiển tuyến tính hóa như sau: Hình 3. Tốc độ của động cơ
6. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 53 Với: us L f h1 (x)  1 D 1 (x). u 2 s L f h2 (x)  2 B  D 1 (x). 1 1 B2  2 2 Với: B1 L f h1 (x) , B L h (x) 2 f 2 Thay , , 2 L f h2 (x), Lg1L f h2 (x), Lg 2 L f h2 (x) Ta có: vào biểu thức trên, ta được: A A 1 1 22 12 Vậy: D (x) dh2 (x) det(D) A A  2 21 11 dt Với: Cuối cùng ta có: (1) (1) (24) h1 T  1 1 1 (2) (2) h2   2 det(D) A11.A22 A12 .A21 Vậy ta được: Bộ điều khiển moment (T) và từ thông ψ bám theo tín hiệu đặt Tref và ψref, ta có luật us 1 A22 A12 B1  1 điều khiển tuyến tính hóa như sau: . . u A .A A .A A A B  s 11 22 12 21 21 11 2 2 (1) (25)  1 ka (T Tref ) Tref 1 A22 . ( B1  1 ) A12 .( B2  2 ) . (1) (1) (2)  2 kb1 (  ref ) kb2 (  ref )  ref A11.A22 A12 .A21 A21.( B1  1 ) A11.( B2  2 ) Nhận xét: A .A A .A 0 các tín Các hệ số k được chọn sao cho phương 11 22 12 21 trình đặt trưng có tất cả các nghiệm với phần hiệu điều khiển , u là các tín hiệu thực. us s thực âm để các sai số: Đạo hàm ngõ ra thứ nhất: khi t eT (T Tref ) 0 Từ biểu thức: e (  ref ) 0 dh1 (x) L h (x) L h (x).u L h (x).u Moment đặt (Tref) được tính từ tốc độ đặt dt f 1 g1 1 s g 2 1 s và tốc độ hồi tiếp thông qua khâu PI (khâu Với: tích phân – tỉ lệ) như sau: 1 t (26) us . A22 . ( B1  1 ) A12 .( B2  2 ) Tref k p . ki (ref ( ))d A11.A22 A12 .A21 1 0 us . A21.( B1  1 ) A11.( B2  2 ) A11.A22 A12 .A21 4.2 Kết quả mô phỏng FLC 4.2.1 Thông số của động cơ không đồng bộ Thay us , us , L f h1 (x), Lg1h1 (x), Lg 2 h1 (x) vào biểu thức trên, ta được: Thông số của động cơ không đồng bộ Vậy: dh (x) Thông số Giá trị 1  dt 1 Công suất của P = 10HP Đạo hàm ngõ ra thứ hai: động cơ Từ biểu thức, ta có: Số đôi cực P = 2 Điện trở stator R = 1.177 Ω dh (x) s 2 L2 h (x) L L h (x).u L L h (x).u dt f 2 g1 f 2 s g 2 f 2 s Điện trở rotor Rr = 1.382 Ω
7. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 54 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Điện cảm stator Ls = 0.118 Ω 4.2.4 Mô-men của động cơ Điện cảm rotor Lr = 0.113 Ω Moment quán tính J = 0.00126 (kg.m2) Hỗ cảm Lm = 0.113 (H) Các giá trị đặt Wref = 1420 Tốc độ đặt (vòng/phút) = 148,7 (rad/s) Hình 8. Mô-men của động cơ Hình 8 so sánh mô-men đặt trước và mô- Từ thông đặt Firef = 1 (Weber) men đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả Moment tải đặt TL = 3.5 (N.m) mô phỏng cho thấy, đáp ứng của mô-men thực tế có độ vọt lố 0.2 % (tại 1.5s là lúc có tải nên mô-men thay đổi đột ngột). 4.2.2 Từ thông của động cơ 4.2.5 Dòng điện ba pha của động cơ Hình 6. Từ thông của động cơ Hình 6 so sánh từ thông đặt trước và từ Hình 9. Dòng điện ba pha của động cơ thông đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả mô phỏng cho thấy, đáp ứng của từ thông Hình 9 so sánh dòng điện khởi động và thực tế không có độ vọt lố. dòng điện đo được trực tiếp từ động cơ. Dòng điện khởi động bằng 2 lần dòng xác lập 4.2.3 Tốc độ của động cơ (0-0.2giây: quá trình khởi động 12A; 0.2-3 giây: quá trình định mức 6A). 5. SO SÁNH KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 5.1. So sánh: Bảng 1. So sánh đáp ứng cuốn chiếu và FLC. Cuốn chiếu FLC Độ Thời Độ Đáp ứng Thời vọt lố gian vọt lố gian (s) (%) (s) (%) Hình 7. Tốc độ của động cơ Từ thông 0,3 0 0,1 0 Hình 7 so sánh tốc độ đặt trước và tốc độ đo được trực tiếp từ động cơ. Kết quả mô Tốc độ 1,2 0 0,1 0 phỏng cho thấy, đáp ứng của tốc độ thực tế Mô-men 0,01 0,3 0,1 0,2 không có độ vọt lố (tại 1.5s là lúc có tải nên tốc độ thay đổi đột ngột). Dòng điện 1 200 0,2 100
8. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 55 5.2. Nhận xét: 6. KẾT LUẬN Bảng 2. Nhận xét hai phương pháp cuốn Qua kết quả mô phỏng trên chiếu và FLC. Simulink/Matlab cho thấy phương pháp FLC CUỐN CHIẾU FLC đạt yêu cầu. Dòng điện và từ thông của động cơ đáp ứng nhanh, không vọt lố, không dao + Từ thông không + Từ thông không động. Mô-men, tốc độ động cơ bám khá có độ vọt lố. Như có độ vọt lố. Như sát giá trị đặt. Dòng điện khởi động bằng hai vậy đáp ứng từ vậy đáp ứng từ lần dòng xác lập. Bài báo này thành công góp thông đạt yêu cầu. thông đạt yêu cầu. phần kiểm chứng và phát triển phương pháp + Tốc độ không vọt + Tốc độ không vọt FLC và Backstepping, một phương pháp lố. Như vậy đáp ứng lố. Như vậy đáp điều khiển linh hoạt, toàn diện trong không của tốc độ đạt yêu ứng của tốc độ đạt gian trạng thái vào đối tượng điều khiển đang cầu, không có sai số yêu cầu, không có được sử dụng rộng rãi hiện nay là động cơ tĩnh. sai số tĩnh. không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc. Đây sẽ + Mô-men vọt lố + Mô-men vọt lố là cơ sở để xây dựng các hệ thống điều khiển 0,3% khoảng thời 0,2% khoảng thời có chất lượng cao về độ chính xác, ổn định gian 0,01 giây. Mô- gian 0,1 giây. và thỏa mãn đối với hệ thống truyền động có men của động cơ Mô-men của động yêu cầu nghiêm ngặt về mặt động học. tăng theo mô-men cơ tăng theo mô- tải đến giá trị đặt men tải đến giá trị (3,5 N.m) với độ vọt đặt (3,5 N.m) với lố cho phép. độ vọt lố cho phép. + Dòng điện ba pha + Dòng điện ba pha của động cơ tăng của động cơ tăng đến 24 (A) trong đến 12 (A) trong quá trình khởi động quá trình khởi động trong khoảng thời trong khoảng thời gian 0,1 giây. Sau gian 0,1 giây. Sau đó, dòng điện xác đó, dòng điện xác lập tại giá trị 6 (A). lập tại giá trị 6 (A). Như vậy, dòng khởi Như vậy, dòng khởi động bằng 4 lần động bằng 2 lần dòng xác lập. dòng xác lập. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Nguyễn Phùng Quang (1996), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha, NXB Giáo dục. [2] Nguyễn Phùng Quang (2008), Matlab & Simulink, NXB Khoa học và kỹ thuật Hà Nội. [3] Trần Công Binh (2007), Hệ Thống Điều Khiển Số, NXB Đại Học Bách Khoa TP.HCM. [4] LiuKou Road, Yangliuqing Town, Xiqing District, Tianjin “Design and Simulation of PMSM Feedback Linearization Control System '', e-ISSN: 2087-278X, Vol.11, No.3, March 2015. [5] Mehazzem, A. Reama, H. Benalla. “Sensorless nonlinear adaptive backstepping control of induction motor”. ICGST-ACSE Journal, ISSN 1687-4811, Volume 8, Issue III, January 2019. [6] Meziane.Salima, Toufouti.Riad, Benalla.Hocine “Applied Input-Output Linearizing Control for High-Performance Induction Motor”, 2018 Jatit.
9. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 56 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh [7] Ismail Khalil Bousserhane, AbdeldjabbarHazzab, MostefaRahli, MokhtarKamli, BenyounesMazari. “Direct field-oriented control using backsteppingstratery with fuzzy rotor resistance estimator for induction motor speed control”. ISSN 1392-124X information technology and control, vol.35, No.4, 2016. [8] H.T.Lee, L.C.Fu and F.L.Lian. “Sensorless adaptive backstepping speed control of induction motor”. Proceedings of the 45th IEEE Conference on Decision & Control, San Diego, CA, USA. December 13-15, 2016. [9] A. Belhani, K. Belarbi and F. Mehazzem. “Design of multivariable backstepping speed controllers using genetic algorithms”. ICGST Conference on Automatic Control and system engineering, (ACSE, 05), Cairo, Egypt. 19-21 Dec. 2015. [10] Alan Mullane, G. Lightbody and R. Yacamini “Comparison of Cascade and Feedback Linearisation Scheme for DC Link Voltage Control in a Grid Connected Wind Turbine”, Rev. Energ. Ren: Power Engineering (2017). Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Huỳnh Thanh Tường Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Vĩnh Long Email: tuonght@vlute.edu.vn