Phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải tiến cho nghịch lưu hình T ba bậc để giảm tổng độ méo dạng sóng hài

Nội dung text: Phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải tiến cho nghịch lưu hình T ba bậc để giảm tổng độ méo dạng sóng hài

1. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 57 PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG SIN CẢI TIẾN CHO NGHỊCH LƯU HÌNH T BA BẬC ĐỂ GIẢM TỔNG ĐỘ MÉO DẠNG SÓNG HÀI MODIFIED SINE PULSE WIDTH MODULATION STRATEGY FOR THREE LEVEL T-TYPE INVERTER TO REDUCE TOTAL HARMONIC DISTORTION Đỗ Đức Trí1, Vy Văn Vũ2, Đoàn Anh Tuấn3, Trương Đình Nhơn1, Nguyễn Duy Thảo1, Hồ Anh Khoa1 1Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam. 2Công ty truyền tải điện 3-truyền tải điện Ninh thuận, Việt Nam. 3Đại học Đà Nẵng, Việt Nam. Ngày toà soạn nhận bài 01/12/2020, ngày phản biện đánh giá 13/01/2021, ngày chấp nhận đăng 22/01/2021. TÓM TẮT Trong bài báo này, một phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải tiến (MSPWM) cho nghịch lưu hình T tăng áp tựa khóa chuyển mạch ba bậc (TL-qSBT2I) để giảm tổng độ méo dạng sóng hài (THD) cũng như chỉ số điều chế cao được trình bày. Trạng thái ngắn mạch nửa trên (UST) và ngắn mạch nửa dưới (LST) được đề xuất để điều khiển. Phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải tiến không chỉ tăng áp mà còn cải thiện chất lượng điện áp đầu ra so với phương pháp điều chế độ rộng xung thông thường. Ngoài ra, để giảm độ gợn dòng điện cuộn dây ngõ vào bằng cách sử dụng hai sóng mang tần số cao vcar1 và vcar2, trong đó vcar2 được 0 2 tạo ra bằng cách dịch pha 90 từ vcar1. Để chứng minh nguyên lý hoạt động của TL-qSBT I, những kết quả mô phỏng được trình bày trong bài báo này. Từ khóa: Nghịch lưu đa bậc; nguồn Z; Tăng áp tựa khóa chuyển mạch; Nghịch lưu hình T; tổng độ méo dạng sóng hài. ABSTRACT In this paper, a modified sine pulse-width modulation (MSPWM) scheme for the three- level quasi-switched boost T-type inverter (TL-qSBT2I) to reduce total harmonic distortion (THD) as well as high modulation index are presented. The Up shoot through (UST) and Low shoot through (LST) states are proposed to control. The modified sine pulse-width modulation (MSPWM) scheme not only boost but also improve output voltage quality as compared to the conventional sine pulse-width modulation method. in addition, to reducing the current ripple of inductor input by using two high-frequency carrier vcar1 and vcar2, where vcar2 is generated 2 by shifting vcar1 through 90°. To verify the operating principle of the TL-qSBT I, simulation results have presented in this paper. Keywords: Multilevel inverter; Z Source; Quasi Switch Boost; T-Type inverter; total harmonic distortion. chuyển đổi nguồn công suất DC thành 1. GIỚI THIỆU nguồn công suất AC để kết nối lưới. VSIs đa Trong những năm gần đây, bộ nghịch bậc có nhiều ưu điểm như là chất lượng điện lưu nguồn áp (Voltage source inverters- năng tốt, yêu cầu bộ lọc đầu ra nhỏ, điện áp VSIs) đóng vai trò rất quan trọng trong hệ đặt trên các khóa bán dẫn thấp, điện áp và thống phân phối công suất bởi vì chúng công suất cao và nhiễu điện từ (EMI) thấp
2. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 58 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh [1], [2]. VSIs ba bậc thường được sử dụng [12], [13] để thay thế, bởi vì chúng sử dụng rộng rãi trong công nghiệp như là trong hệ ít phần tử thụ động mà vẫn giữ được các thống phân phối công suất, động cơ AC, xe tính năng như: chịu đựng ngắn mạch, điện lai, hệ thống năng lượng tái tạo (PV), chuyển đổi công suất một chặng và có khả những nguồn cung cấp liên tục (UPS) và năng hoạt động tăng, giảm áp. những hệ thống bù StatCom [3]-[5]. Trong So sánh với [10], [11] nghịch lưu được thực tế, VSIs thông thường chỉ cung cấp trình bày trong [12], [13] có nhiều hơn hai chuyển đổi công suất giảm áp bởi vì điện áp khóa tích cực nhưng giảm phần lớn các phần cực đại đầu ra AC không thể cao hơn điện tử thụ động. áp nguồn DC, điều này gây khó khăn cho những ứng dụng hệ thống năng lượng tái Trong bài báo “Space Vector Modulation tạo, nơi mà điện áp đầu vào thấp cần được Strategy for Three-Level Quasi-Switched chuyển đổi thành điện áp đầu ra AC mong Boost T-Type Inverter” [14], trình bày kỹ muốn. Theo một số bài báo [6], [7] những thuật điều chế SVPWM để giảm THD và cải bộ chuyển đổi DC-DC được sử dụng để tăng thiện độ lợi điện áp so với [13]. Tuy nhiên, điện áp đầu vào (cho bộ chuyển đổi DC- điện áp common mode (CMV) vẫn còn cao. AC). Tuy nhiên, các nghịch lưu tăng áp Trong bài báo này, một kỹ thuật điều chế trong [6]-[7] chỉ cung cấp chuyển đổi công độ rộng xung cải tiến nhằm cung cấp một số suất hai chặng mà việc chuyển đổi đó rất lợi thế có thể kể đến như: cải thiện chất khó cho việc điều khiển do sự độc lập của lượng điện áp đầu ra (THD) một cách đáng hai bộ biến đổi. Mặt khác, trạng thái ngắn kể, giảm số lần chuyển mạch của mạch mạch (Short Through-ST) việc mà cả hai nghịch lưu, tăng cường độ lợi điện áp. Phân khóa công suất trên cùng một nhánh pha tích trạng thái ổn định, giải thích nguyên lý (phía nghịch lưu) cùng dẫn trong một thời hoạt động của kỹ thuật điều chế độ rộng xung gian là không cho phép trong nghịch lưu cải tiến cho 3L QSBT2I được phân tích và tăng áp hai chặng bởi vì nó có thể là nguyên kiểm chứng thông qua mô phỏng bằng phần nhân gây nên sự ngắn mạch điện áp DC-link mềm PSIM. (đầu ra của bộ chuyển đổi DC-DC) và phá hủy thiết bị. Nghịch lưu nguồn Z (ZSIs) đầu 2. CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU BA BẬC tiên được trình bày trong năm 2002-2003 HÌNH T TỰA KHÓA CHUYỂN MẠCH bởi F. Z. Peng [8], [9] nhằm khắc phục D1 nhược điểm của các nghịch lưu thông P S1a S1b S1c thường. Tuy nhiên, mạng nguồn Z và mạng T1 C1 S qZS sử dụng khá nhiều phần tử thụ động 2a L làm cho kích thước, trọng lượng và chi phí D2 S2b S3a của thiết bị gia tăng. Gần đây, nhiều nhà O TẢI S3c S nghiên cứu đã phát triển nghịch lưu tăng áp D 3b tựa khóa chuyển mạch (quasi-switched Vdc 3 C2 boost qSBIs) được đề xuất trong [10], [11] S2c T2 D S4a S4b S để thay thế, bởi vì chúng sử dụng ít phần tử 4 N 4c thụ động mà vẫn giữ được các tính năng như: chịu đựng ngắn mạch, chuyển đổi công Hình 1. Cấu trúc ba bậc qSBT2I. suất một chặng và có khả năng hoạt động Nghịch lưu hình T tăng áp tựa khóa tăng, giảm áp. Tuy nhiên, mạng nguồn Z và 2 mạng qZS sử dụng khá nhiều phần tử thụ chuyển mạch ba bậc (3L qSBT I) được kết động làm cho kích thước, trọng lượng và chi hợp bởi hai phần chính đó là mạng nguồn phí của thiết bị gia tăng. Gần đây, nhiều nhà kháng (qSB) và nghịch lưu 3 bậc hình T. nghiên cứu đã phát triển nghịch lưu quasi- Mạng qSB gồm có 1 cuộn cảm (L), 2 tụ switched boost (qSBIs) được đề xuất trong điện (C1, C2) và 4 diode (D1, D2, D3, D4) và
3. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 59 hai khóa công suất T1, T2 chúng được ghép thống và được đại diện bằng nguồn dòng như với nhau để tạo ra điểm giữa (O). Điểm giữa Hình 2(a). Điện áp đặt trên cuộn dây L được này và hai đầu ra của mạng qSB (P, N) sẽ biểu diễn như sau: cung cấp năng lượng cho mạch nghịch lưu 3 V V V (1) bậc hình T gồm 3 nhánh (pha a, b, c), mỗi LdcC 1 nhánh gồm 4 IGBT. Trong đó, một khóa hai Trạng thái NST 2: (t đến t và t đến t chiều được cấu tạo bởi 2 IGBT mắc ngược 8 9 10 11 như Hình 3) khóa T được kích ngắt trong chiều nhau và được trình bày như Hình. 1. 1 khi khóa T2 được kích đóng như được biểu Với cấu trúc 3 bậc, nghịch lưu hình T có diễn như Hình 2(b). Kết quả là diode D4 khả năng tạo ra 3 cấp điện áp trên đầu ra được phân cực ngược. Trong khi đó các bằng cách kích đóng khóa S1x (x = a, b, c) diode D1, D2, D3 được phân cực thuận. Năng điện áp VXO sẽ đạt được giá trị +VC. Điện áp lượng tích trữ trong cuộn dây L và nguồn VXO sẽ đạt giá trị 0 khi khóa S2x, S3x được điện đầu vào Vdc nạp cho tụ điện C1, trong kích đóng. Tương tự, điện áp VXO sẽ đạt giá khi tụ điện C2 xả năng lượng. Phía nghịch trị –VC bằng cách kích đóng S4x. lưu được đại diện bằng nguồn dòng như Hình 2.1 Nguyên lý hoạt động 2(b). Điện áp đặt trên cuộn dây L được biểu diễn như sau: D1 +Vc D1 +Vc D1P +Vc L T1 L T1 L T1 C CP D2 1 iL D2P (2) iL D2 C1 iL VLdcC V V O 2 Vdc O Vdc O Vdc C2 C2 D CN D3 D3 2N Trạng thái NST 3: (t1 đến t2, t5 đến t6, t7 T2 T2 T2 D4 -V D4 -V D1N -Vc c c đến t8 và t11 đến t12 như Hình 3) khóa T1 và (a) (b) (c) T2 được kích ngắt được biểu diễn như Hình D1 +Vc D1 T1 D1 T +Vc L L T1 L 1 2(c). Kết quả là các diode D1, D2, D3 và D4 C C1 D2 1 i C1 iL D2 iL L D2 được phân cực thuận. Năng lượng tích trữ O Vdc O Vdc O Vdc C2 C C2 D3 D3 2 D3 trong cuộn dây L và nguồn điện đầu vào Vdc T T2 T2 2 nạp cho tụ điện C1 và C2. Phía nghịch lưu D4 -Vc D4 -Vc D4 (d) (e) (f) được đại diện bằng nguồn dòng như Hình Hình 2. Nguyên lý hoạt động của 3L qSBT2I 2(c). Điện áp đặt trên cuộn dây L được biểu (a) trạng thái NST1, (b) trạng thái NST2, (c) diễn như sau: trạng thái NST3, (d) trạng thái NST4, (e) và VVVV (3) (f) trạng thái ngắn mạch nửa trên và ngắn LdcCC 12 mạch nửa dưới. Trạng thái NST 4: (t3 đến t4 và t9 đến t10 như Hình 3) khóa T và T được kích đóng Mạng 3L qSBT2I có hai trạng thái 1 2 đồng thời, được biểu diễn như Hình 2(d). Kết chuyển mạch chính là “Không ngắn mạch quả là các diode D và D được phân cực (NST)” và “Ngắn mạch (ST)”. Hình 2 trình 1 4 ngược trong khi các diode D và D được bày trạng thái hoạt động của 3L qSBT2I. 2 3 phân cực thuận. Năng lượng của nguồn cung 2.1.1 Trạng thái không ngắn mạch cấp nạp cho cuộn dây L. Năng lượng tích trữ tụ điện C1 và C2 cung cấp năng lượng cho Trạng thái NST 1: (t2 đến t3 và t4 đến t5 mạch nghịch lưu. Phía nghịch lưu được đại như Hình 3) khóa T1 được kích đóng trong diện bằng nguồn dòng như Hình 2(d). Điện áp khi khóa T2 được kích ngắt như được biểu đặt trên cuộn dây L được biểu diễn như sau: diễn như Hình 2(a). Kết quả là diode D1 được phân cực ngược. Trong khi đó các diode D2, (4) VVL dc D3, D4 được phân cực thuận. Năng lượng tích trữ trong cuộn dây L và nguồn điện đầu vào 2.1.2 Trạng thái ngắn mạch Vdc nạp cho tụ điện C2, trong khi tụ điện C1 Khác với giải thuật được trình bày trong xả năng lượng. Mạch nghịch lưu làm việc [13], giải thuật đề nghị không sử dụng trạng như một mạch nghịch lưu hình T truyền thái ST để tăng cường điện áp DC-link (VPN).
4. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 60 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Thay vào đó, giải thuật đề nghị sử dụng trạng trạng thái điện áp có thể liệt kê: O hoặc P. thái ngắn mạch nữa trên (UST) và ngắn mạch Không mất tính tổng quát, giả sử mạch đang nữa dưới (LST) để đảm bảo hệ số tăng áp của hoạt động ở trạng thái [OOP] (LST). Khi đó, bộ chuyển đổi. Lưu ý rằng để không gây ra sự khóa Sa2, Sb2 và Sc1 được kích đóng một cách méo dạng trên điện áp đầu ra của bộ nghịch đồng thời. Nhằm đảm bảo khả năng tăng áp lưu giá trị Vst sẽ không nhỏ hơn giá trị đỉnh của bộ chuyển đổi, khóa bán dẫn Sx3 của pha của điện áp tham chiếu Vx (x = a, b, c). Giá trị đang hoạt động ở trạng thái O (Sa3, Sb3) được lớn nhất của điện áp tham chiếu được xác định kích đóng cùng lúc với khóa T1. Trong khi đó là chỉ số điều chế M. Dựa vào giản đồ xung tụ điện C2 được cách ly khỏi mạch công suất Hình 3, có thể xác định mối liên hệ giữa hệ số trong khi tụ điện C1 đảm bảo trạng thái P trên ngắn mạch (D0) và chỉ số điều chế M như sau: pha C, các diode D2 và D4 được phân cực thuận trong khi diode D và D được phân D 1 3 0 M 1 (5) cực ngược. Cuộn dây L tích trữ năng lượng 2 được cung cấp bởi nguồn DC đầu vào được Khi đó, giá trị của các tín hiệu Vst và Vstn mô tả như Hình 2(f). Điện áp đặt trên cuộn được xác định như sau: dây tăng áp được tính toán tương tự như phương trình (4). D V 1 0 2.2 Phân tích trạng thái ổn định st 2 (6) D Thời gian tác dụng của trạng thái NST4 V 0 và ST (gồm có UST và LST) trong một chu stn 2 kỳ sóng mang là D0T. Trong khi đó trạng thái Với các điều kiện được mô tả bởi NST1 và NST2 được tạo ra trong khoảng phương trình (5) và (6), có thể thấy rằng, thời gian dT/2. Có thể xác định được thời trong khoảng thời gian t0 ÷ t1 và t12 ÷ t13, các gian tồn tại của trạng thái NST3 là (1 – D0 – giá trị tức thời của các tín hiệu tham chiếu d)T. Mối liên hệ giữa hệ số d và tỉ số ngắn không lớn hơn tín hiệu sóng mang Vcarr2. Do mạch D0 được biểu diễn như sau: đó, mỗi pha của mạch nghịch lưu chỉ có thể DdD 1 (7) tạo ra một trong hai trạng thái điện áp có thể 00 liệt kê: O hoặc N. Không mất tính tổng quát, Với d là chu kỳ ngắn mạch của mạng giả sử mạch đang hoạt động ở trạng thái nguồn kháng, D0 là chu kỳ ngắn mạch của [OON] (UST). Khi đó, khóa Sa2, Sb2 và Sc3 nghịch lưu hình T. được kích đóng một cách đồng thời. Nhằm đảm bảo khả năng tăng áp của bộ chuyển đổi, Với giả thuyết điện dung trên tụ điện đủ lớn để điện áp đặt trên tụ được xem như hằng khóa bán dẫn Sx1 của pha đang hoạt động ở số, áp dụng tính chất cân bằng điện áp trên trạng thái O (Sa1, Sb1) được kích đóng cùng cuộn dây, có thể xác định được điện áp DC- lúc với khóa T2. Trong khi đó tụ điện C1 2 được cách ly khỏi mạch công suất trong khi link của 3L-qSBT I như sau: tụ điện C2 đảm bảo trạng thái N trên pha C, 2Vdc các diode D1 và D3 được phân cực thuận VVPNC 2 (8) 23 Dd0 trong khi diode D2 và D4 được phân cực ngược. Cuộn dây L tích trữ năng lượng được Khi đó, giá trị hiệu dụng của điện áp đầu cung cấp bởi nguồn DC đầu vào được mô tả ra trên tải được xác định như sau: như Hình 2(e). Điện áp đặt trên cuộn dây M. VV M tăng áp được tính toán tương tự như phương Cdc Vx, RMS . (9) trình (3) và phương trình (4). 2223 Dd0 Tương tự như trạng thái UST, trong Với M là chỉ số điều chế của phần nghịch lưu. khoảng thời gian t6 ÷ t7, mỗi pha của mạch Ở hình 3 vcon1 và vcon2 là hai hằng số nghịch lưu chỉ có thể tạo ra một trong hai điện áp điều khiển cho hai khóa T1 và T2 ở
5. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 61 mạng nguồn kháng. Vst và vstn là hai hằng số 3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG điện áp điều khiển cho các khóa T và T ở 1 2 Nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng mạng nguồn kháng và các khóa S đến S 1x 4x dưới sự hỗ trợ của phần mềm PSIM với các (x = a, b, c). vcar1, vcar2 là hai sóng mang tần thông số sau: số cao, vcar90 là sóng mang được dịch 900 so với sóng mang chuẩn vcar1, vcar2, ΔIL là độ Bảng 1. Các thông số mô phỏng và thực gợn dòng điện của cuộn dây tăng áp. nghiệm của bộ nghịch lưu: 900 Thông số các thành phần Giá trị 1 Vcar90 Vcar2 Vst Điện áp đầu vào Vg 150 V Va Vcon1 Điện áp đầu ra Vo 220V Vcon2 Tần số đầu ra fo 50 Hz Vstn 0 t Vcar1 Tần số sóng mang fs 5 kHz Tỉ số ngắn mạch D0 0.299 Tỉ số điều chế M 0.85 -1 ΔIL L 0 t Điện cảm 3mH D T/2 0 T1 0 t Tụ điện C2 = C3 2200 F dT/2 T2 0 t Lf and Cf ST Mạch lọc LC 3 mH và 10 F 0 t S1a 0 t Tải trở Rt 40 Ω LST LST S2a/S3a 0 t LST LST S4a 0 t t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 t10 t11 t12 t13 (a) 900 1 Vcar90 Vcar2 Vst Vcon1 Vcon2 Vstn 0 t Vcar1 Va -1 ΔIL 0 t D T/2 0 T1 0 t dT/2 T2 0 t ST Hình 4. Kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp 0 t UST S1a DC-link (VPN), điện áp trên tụ (VC1 và VC2), 0 t dòng điện đầu vào (IL), điện áp đầu vào (Vdc). UST S2a/S3a 0 t S4a Với điện áp đầu vào là 150V, tỉ số ngắn 0 t t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 t10 t11 t12 t13 mạch là 0.3, chỉ số d được tính toán bằng (b) 0.85 để đảm bảo điện áp ra trên tải có giá trị Hình 3. Phương pháp điều khiển SVPWM hiệu dụng là 225VRMS. Kết quả là, hai tụ điện cho pha A. C1 và C2 có điện áp lần lượt là 365.6V và
6. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 62 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 365.8V như được mô tả trên Hình 4. Vì giải bằng sự tăng trưởng dòng điện qua cuộn dây. thuật đề nghị sử dụng hai trạng thái UST và Ngoài ra, cuộn dây LB còn được nạp năng LST để tăng cường điện áp DC-link, nên điện lượng trong trạng thái cả hai khóa T1 và T2 áp DC-link sẽ có hai giá trị trong suốt quá dẫn đồng thời – được thể hiện bằng việc phân trình hoạt động. Đó là 365V (bằng với điện cực ngược cả hai diode D1 và D4 như Hình 5. áp một tụ điện, xuất hiện khi trạng thái Do tần số của sóng mang được sử dụng là 5 UST/LST được tạo ra) và 731V (xuất hiện kHz nên tần số hoạt động của cuộn dây tăng trong trạng thái NST) được thể hiện bởi Hình áp là 20 kHz. Điều này giúp làm giảm kích 4. Với việc sử dụng tải điện trở có giá trị 40Ω thước của cuộn dây trong mô hình thực tế. tại đầu ra, dòng điện đầu vào có giá trị trung bình là 24.28A được đo lường bởi phần mềm PSIM. Hình 6. Kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp cực (VAO), điện áp tải 3 pha (VA, VB, VC), dòng điện tải 3 pha (IA, IB, IC). Hình 6 mô tả kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp cực (VAO), điện áp tải 3 pha Hình 5. Kết quả mô phỏng dạng sóng điện (VA, VB, VC), dòng điện tải 3 pha (IA, IB, IC). Vì điện áp trên hai tụ điện xấp xỉ nhau và có áp DC-link (VPN), điện áp trên diode (VD1 và giá trị 365V nên điện áp cực (VAO) có 3 giá VD4), dòng điện qua cuộn dây (IL). trị trong suốt quá trình hoạt động – đó là: - Hình 5 mô tả kết quả mô phỏng dạng 365V, 0V và 365V như được biểu diễn trong sóng điện áp DC-link (VPN), điện áp trên Hình 6. Vì sử dụng chỉ số điều chế có giá trị diode (VD1 và VD4), dòng điện qua cuộn dây 0.85 nên điện áp trên tải đo được là 225VRMS (IL). Có thể thấy rằng điện áp DC-link chỉ có và dòng điện trên tải có giá trị là 5.625ARMS hai giá trị là 365V và 731V. Điện áp 365V được biểu diễn như Hình 6. trên DC-link là kết quả của việc sử dụng trạng thái UST và LST trong quá trình hoạt động của bộ chuyển đổi. Do trạng thái UST được tạo ra bằng cách kích đóng các khóa phía nghịch lưu kết hợp với khóa T2 nên trong trạng thái này điện áp trên diode D4 có giá trị âm – diode D4 phân cực ngược, được biểu diễn như Hình 5. Tương tự, khi trạng thái LST được tạo ra điện áp trên diode D1 có giá trị âm – diode D1 phân cực ngược do T1 được kích đóng. Trong cả hai trạng thái này Hình 7. Kết quả mô phỏng dạng sóng điện cuộn dây LB nạp năng lượng được thể hiện áp pha (VAG), điện áp dây (VAB).
7. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 63 Hình 7 trình bày kết quả mô phỏng dạng lần lượt là 87.6% và 87.59% khi áp dụng giải sóng điện áp pha (VAG), điện áp dây (VAB). thuật được đề xuất bởi [13]. Điều này cho thấy sự hiệu quả về chất lượng điện áp đầu ra đối với giải thuật đề nghị. 4. KẾT LUẬN Bài báo này đã trình bày một mạng nguồn kháng qSB được kết nối với nghịch lưu ba bậc hình T. Bên cạnh các tính năng tăng, giảm áp (Buck-Boost) và đa bậc. Với giải thuật đã trình bày, cấu hình này còn có thể giảm THD cũng như tăng độ lợi. Nguyên lý hoạt động và kết quả mô 2 Hình 8. Kết quả mô phỏng giá trị THD của phỏng cho cấu hình 3L qSBT I đã được phân điện áp pha và điện áp dây. (a) phương pháp tích phù hợp với cơ sở lý thuyết. Cấu hình và 2 đề nghị giải thuật cho 3L qSBT I phù hợp với các ứng dụng công suất trung bình và nhỏ như: Hình 8 trình bày kết quả mô phỏng giá hệ thống PV, pin nhiên liệu và động cơ. trị THD của hai giải thuật: giải thuật đề nghị Hình 8(a )và giải thuật được trình bày trong LỜI CẢM ƠN công trình [13] Hình 8(b). Có thể thấy rằng Bài báo này được thực hiện tại phòng thí với giải thuật đề nghị giá trị THD của điện áp nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với pha đầu ra và điện áp dây đầu ra lần lượt là sự hổ trợ của dự án CT.2019.04.03 của 40.77% và 40.77%. Trong khi giá trị THD Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành của điện áp pha đầu ra và điện áp dây đầu ra phố Hồ Chí Minh. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] M. Schweizer; and J. W. Kolar. “Design and implementation of a highly efficient three- level T-type converter for low-voltage applications,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 2, pp. 899-907, Feb. 2013. [2] J. Pereda and J. Dixon, “Cascaded multilevel converters: optimal asymmetries and floating capacitor control,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 60, no.11, pp. 4784-4793, Nov. 2013. [3] Y. Elthokaby; L. Elshafei; N. A. Rahim; E. S. Finite, “Control Set Model-Predictive Control for Single Phase Voltage-Source UPS Inverters,” In Proceedings of the 2016 Eighteenth International Middle East Power Systems Conference (MEPCON), Cairo, Egypt, 27–29 December 2016. [4] A. K. Yadav; K. Gopakumar; R. K. Raj; L. Umanand; K. Matsuse; H. Kubota. “Instantaneous Balancing of Neutral Point Voltages for Stacked DC-link Capacitors of Multilevel Inverter for Dual Inverter fed Induction Motor Drives,” IEEE Trans. Power Electron. 2019, 34, 2505–2514. [5] Q. Huang; A. Q. Huang; R. Yu; P. Liu; W. Yu. “High-Efficiency and High- Density Single-Phase Dual-Mode Cascaded Buck-Boost Multilevel Transformerless PV Inverter with GaN AC Switches,” IEEE Trans. Power Electron. 2019, 34, 7474–7488. [6] R. Krishna; D. E. Soman1; S. K. Kottayil; and M. Leijon. “Pulse delay control for capacitor voltage balancing in a three-level boost neutral point clamped inverter,” IET Power Electron., vol. 8, no. 2, pp. 268–277, 2015.
8. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 64 (06/2021) 64 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh [7] D. Panfilov; O. Husev; F. Blaabjerg; J. Zakis; and K. Khandakji. “Comparison of three- phase three-level voltage source inverter with intermediate dc-dc boost converter and quasi-Z-source inverter,” IET Power Electron., vol. 9, no. 6, pp. 1238-1248, Jun. 2016. [8] F. Z. Peng, "Z-source inverter," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, pp. 504-510, 2003. [9] T. Li; Q. Cheng. “A comparative study of Z-source inverter and enhanced topologies,” CES Trans. Electr. Mach. Syst. 2018, 2, 284–288. [10] Ch. Qin; Ch. Zhang; A. Chen; X. Xing; and G. Zhang, “A Space Vector Modulation Scheme of Quasi-Z-Source Three-Level T-Type Inverter for Common-Mode Voltage Reduction,” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 65, No. 10, pp. 8340-8350, Oct. 2018. [11] V. F. Pires; A. Cordeiro; D. Foioto; J. F. Martins. “Quasi-Z-Source Inverter with a T- Type Converter in Normal and Failure Mode,” IEEE Trans. Power Electron. 2016, 31, 7462–7470. [12] M. Sahoo; S. Keerthipati. “A Three Level LC-Switching Based Voltage Boost NPC Inverter,” IEEE Transactions on Industrial Electronics., Vol. 64, no. 4, pp. 2876 - 2883, 06 December 2016. [13] Duc-Tri Do, Minh-Khai Nguyen, “Three-Level Quasi-Switched Boost T-Type Inverter: Analysis, PWM Control, and Verification,” IEEE Transactions on industrial electronics, Vol. 65, No. 10, October 2018. [14] D-T. Do, M-K. Nguyen, T-H. Quach, V-Th. Tran, C-B. Le, K-W. Lee; G-B. Cho, “Space Vector Modulation Strategy for Three-Level Quasi-Switched Boost T-Type Inverter,” IEEE 4th Southern Power Electronics Conference, pp. 1–5, Feb. 2019. Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Đỗ Đức Trí Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp.HCM Email: tridd@hcmute.edu.vn